JP2005278304A - Power supply apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はコンデンサ又は蓄電池等を含む交流無停電電源装置等の電力供給装置に関する。 The present invention relates to a power supply apparatus such as an AC uninterruptible power supply apparatus including a capacitor or a storage battery.
従来の代表的な交流無停電電源装置は、例えば、後記特許文献1に開示されているように商用交流電源端子と負荷との間に接続された交流スイッチと、交流スイッチを介して商用交流電源端子に接続されていると共に交流スイッチを介さないで負荷に接続された双方向電力変換器と、双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電池と、商用交流電源端子の電圧の異常を検出して交流スイッチをオフ制御する電源異常検出装置とを有している。
A conventional typical AC uninterruptible power supply includes, for example, an AC switch connected between a commercial AC power supply terminal and a load as disclosed in
ところで、一般的には、双方向電力変器の直流端子に電解コンデンサが接続されている。電解コンデンサは蓄電池よりも小さい容量を有し且つ蓄電池よりも速い応答速度を有し、電圧の安定化に寄与する。 By the way, in general, an electrolytic capacitor is connected to the DC terminal of the bidirectional power transformer. The electrolytic capacitor has a smaller capacity than the storage battery and has a faster response speed than the storage battery, and contributes to voltage stabilization.
上述のような交流無停電電源装置に対して小型化及び低コスト化が要求されている。電解コンデンサ又は蓄電池が充電されていない状態で双方向電力変換器を交流スイッチを介して交流電源に接続すると、電解コンデンサ又は蓄電池の突入電流が流れる。この突入電流を防ぐための方法が後記特許文献2に記載されている。この特許文献2の方法では、双方向電力変換器の交流入力側に接続された双方向電力変換器を切り離すための保護用サイリスタを位相制御することによって初期充電時の電流を制限している。 The AC uninterruptible power supply as described above is required to be reduced in size and cost. When the bidirectional power converter is connected to the AC power source via the AC switch while the electrolytic capacitor or the storage battery is not charged, an inrush current of the electrolytic capacitor or the storage battery flows. A method for preventing this inrush current is described in Patent Document 2 described later. In the method of Patent Document 2, the current during initial charging is limited by phase-controlling a protective thyristor for disconnecting the bidirectional power converter connected to the AC input side of the bidirectional power converter.
しかし、上記特許文献2の方法では、交流入力端子と負荷との間の交流スイッチの他に、保護用サイリスタを設けるために電力供給装置が必然的に大型且つコスト高になる。 However, in the method disclosed in Patent Document 2, the power supply device is inevitably large in size and high in cost because a protective thyristor is provided in addition to the AC switch between the AC input terminal and the load.
初期充電電流を制限する別の方法として、双方向電力変換器の交流入力ラインに抵抗を選択的に接続する方法が知られている。しかし、この方法においては、抵抗及びこの選択接続手段が必要になり、電力供給装置が大型且つコスト高になる。
本発明が解決しようとする課題は、コンデンサ又は蓄電池又はこれ等の両方を有する電力供給装置において初期充電電流を容易に制限することが困難であるということである。 The problem to be solved by the present invention is that it is difficult to easily limit the initial charging current in a power supply device having a capacitor, a storage battery, or both.
上記課題を解決するための本発明は、交流電源を接続するための交流入力端子と、負荷を接続するための交流出力端子と、前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続され且つ電流制御機能を有している交流スイッチと、交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続されている双方向電力変換器と、前記双方向電力変換器の前記直流端子に接続された充放電可能な蓄電手段と、前記交流入力端子から前記交流出力端子に供給する電源電圧が異常か否かを検出し、異常を検出した時に前記交流スイッチをオフ状態に制御するための異常検出回路と、前記蓄電手段の初期充電期間における前記蓄電手段の充電電流の制御又は制限を前記交流スイッチで実行するための信号を形成し、この信号を前記交流スイッチに供給するスイッチ制御回路とを備えていることを特徴とする電力供給装置に係わるものである。 The present invention for solving the above problems is connected between an AC input terminal for connecting an AC power source, an AC output terminal for connecting a load, the AC input terminal and the AC output terminal, and An AC switch having a current control function, an AC terminal and a DC terminal, and the AC terminal is connected to the AC input terminal via the AC switch and not via the AC switch. Bidirectional power converter connected to AC output terminal, chargeable / dischargeable power storage means connected to DC terminal of the bidirectional power converter, and power supply supplied from the AC input terminal to the AC output terminal An abnormality detection circuit for detecting whether or not the voltage is abnormal and controlling the AC switch to an OFF state when the abnormality is detected, and a charging current of the power storage means during an initial charging period of the power storage means His or limit to form a signal for executing in the AC switch, be those related to the power supply device according to claim that a switch control circuit for supplying the signal to the AC switch.
なお、請求項2に示すように、前記スイッチ制御回路は、前記交流入力端子から前記交流スイッチ及び双方向電力変換器を介して前記蓄電手段に供給される電流を検出するための電流検出手段と、前記蓄電手段の初期充電時の所望電流値を示す基準値を発生する基準値発生手段と、前記電流検出手段の出力を前記基準値に近づけるための制御信号を形成し、この制御信号によって前記交流スイッチを制御する制御信号形成手段とを有していることが望ましい。
また、請求項3に示すように、更に、前記交流スイッチを通って流れる電流の波形改善制御を前記双方向電力変換器が行うための変換器制御回路を備え、前記電流検出手段は前記交流スイッチを通って流れる電流を検出するものであり、前記変換器制御回路は、正弦波を示す基準波を発生する基準波発生手段と、前記電流検出手段の出力を前記基準波に追従させるための波形改善制御信号を形成し、この制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する波形改善制御信号形成手段とを有していることが望ましい。
また、請求項4に示すように、前記交流スイッチは導通角制御可能なスイッチから成り、前記スイッチ制御回路は前記初期充電期間に前記交流スイッチの定格電流よりも小さい電流を前記交流スイッチを通して供給するための半固定又は固定された導通角を有する制御信号を形成し、この制御信号を前記交流スイッチに供給するものであることが望ましい。
また、請求項5に示すように、前記交流スイッチは導通角制御可能なスイッチから成り、前記スイッチ制御回路は、前記交流入力端子から前記交流スイッチ及び双方向電力変換器を介して前記蓄電手段に供給される電流を検出するための電流検出手段と、前記蓄電手段の初期充電時の所望電流値を示す基準値を発生する基準値発生手段と、前記電流検出手段の出力と前記基準値との差を示す帰還制御信号を形成する帰還制御信号形成手段と、前記交流入力端子の交流電圧に同期して鋸波を発生する鋸波発生器と、前記帰還制御信号と前記鋸波とを比較して前記交流スイッチの導通開始時点を決定する比較手段とを有していることが望ましい。
また、請求項6に示すように、前記スイッチ制御回路は、更に、初期充電期間を示す信号を形成する初期充電期間信号形成回路と、前記初期充電期間信号形成回路の出力に応答して前記比較手段の出力と前記異常検出回路の出力とを選択的に前記交流スイッチの制御端子に供給するための切替手段とを有していることが望ましい。
また、請求項7に示すように、更に、前記交流スイッチと前記双方向電力変換器との相互接続点と前記交流出力端子との間に接続された出力スイッチを有し、前記出力スイッチは前記初期充電期間にオフ制御され、前記初期充電期間の終了後にオン制御されることが望ましい。
また、請求項8に示すように、更に、前記交流スイッチと前記出力スイッチとの直列回路に対して並列に接続されたバイパススイッチを有し、前記バイパススイッチは前記出力スイッチのオフ期間にオン制御されることが望ましい。
According to a second aspect of the present invention, the switch control circuit includes a current detection unit for detecting a current supplied from the AC input terminal to the power storage unit via the AC switch and a bidirectional power converter. Forming a reference value generating means for generating a reference value indicating a desired current value at the time of initial charging of the power storage means, and a control signal for bringing the output of the current detecting means close to the reference value, It is desirable to have control signal forming means for controlling the AC switch.
Further, according to a third aspect of the present invention, the converter further comprises a converter control circuit for the bidirectional power converter to perform waveform improvement control of the current flowing through the AC switch, and the current detection means includes the AC switch. The converter control circuit includes a reference wave generating means for generating a reference wave indicating a sine wave, and a waveform for causing the output of the current detecting means to follow the reference wave. It is desirable to have waveform improvement control signal forming means for forming an improvement control signal and controlling the bidirectional power converter by this control signal.
According to a fourth aspect of the present invention, the AC switch includes a switch capable of controlling a conduction angle, and the switch control circuit supplies a current smaller than a rated current of the AC switch through the AC switch during the initial charging period. It is desirable to form a control signal having a semi-fixed or fixed conduction angle and supply the control signal to the AC switch.
Further, according to a fifth aspect of the present invention, the AC switch includes a switch capable of controlling a conduction angle, and the switch control circuit is connected to the power storage unit from the AC input terminal via the AC switch and a bidirectional power converter. A current detection means for detecting a supplied current, a reference value generation means for generating a reference value indicating a desired current value at the time of initial charging of the power storage means, an output of the current detection means, and the reference value A feedback control signal forming means for forming a feedback control signal indicating a difference; a sawtooth generator for generating a sawtooth wave in synchronization with an AC voltage at the AC input terminal; and the feedback control signal and the sawtooth wave are compared. And comparing means for determining a conduction start time of the AC switch.
The switch control circuit may further include an initial charge period signal forming circuit for forming a signal indicating an initial charge period, and the comparison in response to an output of the initial charge period signal forming circuit. It is desirable to have switching means for selectively supplying the output of the means and the output of the abnormality detection circuit to the control terminal of the AC switch.
Moreover, as shown in
In addition, as shown in
各請求項の発明によれば、電源異常時において電源を遮断するための交流スイッチがコンデンサ又は蓄電池又はこれ等の両方の初期充電の制御に兼用されているので、電力供給装置の小型化及び低コスト化を達成できる。
また、請求項2の発明に従って、電流検出手段を設けると、初期充電電流を所望値に制御することが可能になり、初期充電を良好に達成することができる。
また、請求項3の発明によれば、電流検出手段が初期充電の制御と波形改善の制御との両方に使用されるので、更に小型化及び低コスト化を図ることができる。
また、請求項4の発明では、交流スイッチの導通角を半固定又は固定した制御信号を形成するので、交流スイッチの制御回路の構成の単純化を図ることができる。
また、請求項5の発明によれば、交流スイッチの導通角制御を容易に達成することができる。
また、請求項6の発明によれば、初期充電制御と異常時の遮断制御とを容易に達成することができる。
また、請求項7の発明によれば、初期充電時において交流スイッチから負荷側への電力供給を出力スイッチによって禁止し、初期充電を迅速且つ良好に達成できる。
また、請求項8の発明によれば、交流スイッチによって初期充電している期間であってもバイパススイッチを介して負荷に電力を供給することができる。
According to the invention of each claim, since the AC switch for shutting off the power supply when the power supply is abnormal is also used for controlling the initial charging of the capacitor, the storage battery, or both, the power supply device can be reduced in size and Cost reduction can be achieved.
Further, according to the invention of claim 2, when the current detecting means is provided, the initial charging current can be controlled to a desired value, and the initial charging can be satisfactorily achieved.
According to the invention of claim 3, since the current detecting means is used for both the initial charging control and the waveform improvement control, it is possible to further reduce the size and cost.
Further, in the invention of
According to the invention of
In addition, according to the invention of
Further, according to the invention of
According to the eighth aspect of the present invention, it is possible to supply power to the load via the bypass switch even during the initial charging period using the AC switch.
次に、本発明の実施形態を図1〜図11を参照して説明する。 Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
図1に示す本発明の実施例1に係わる電力供給装置としての交流無停電電源装置は、例えば200Vの3相の商用交流電源に接続される交流入力端子1と、3相の交流スイッチ2と、交流出力端子3と、3相の双方向電力変換器4と、蓄電手段5と、入力スイッチ6と、出力スイッチ7と、バイパススイッチ8と、異常検出回路9と、スイッチ制御回路10と、変換器制御回路11と、電流検出器12とを有している。なお、ブロック表示の図1において全ての交流部分は3相に構成されている。従って、交流スイッチ2も各相ラインに接続され、電流検出器12も各相ラインに接続されている。
An AC uninterruptible power supply device as a power supply device according to
交流スイッチ2は 交流入力端子1と交流出力端子3及び双方向電力変換器4との間に接続されている。更に詳細には、交流スイッチ2の入力端は例えば機械的スイッチ構成の入力スイッチ6を介して交流入力端子1に接続され、交流スイッチ2の出力端は例えば機械的スイッチ構成の出力スイッチ7を介して交流出力端子3に接続されている。交流スイッチ2は、電流制御可能な半導体スイッチで構成することが望ましく、図1では第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の逆並列接続回路から成り、電源ラインに直列に接続されている。なお、この交流スイッチ2をIGBT、トランジスタ、FET等の別の半導体スイッチ、又は半導体スイッチと機械的スイッチの組み合せ、又は種類の異なる複数の半導体スイッチの組み合せで構成することもできる。
The AC switch 2 is connected between the
出力スイッチ7は交流スイッチ2と双方向電力変換器4との相互接続点13と交流出力端子3との間に接続されている。バイパススイッチ8は入力スイッチ6と交流スイッチ2と出力スイッチ7との直列回路に対して並列に接続され、出力スイッチ7がオフの期間にオン制御され、交流入力端子1から供給される電力を交流出力端子3を介して負荷14に供給する。
The
双方向電力変換器4は、交流電源電流の波形改善機能としとの力率改善と高調波電流抑制の機能を有するとともに蓄電手段5を充電する機能を有してAC−DC変換する機能と、停電時にDC−AC変換する機能とを有している。この双方向電力変換器4の交流端子は交流ライン15を介して交流スイッチ2に接続されている。この双方向電力変換器4の詳細は後述する。
The
蓄電手段5は蓄電装置と呼ぶこともできるものであって、コンデンサ又は蓄電池又はこれ等の両方又はこれ等に類似のものから構成される。図1ではこの蓄電手段5が電解コンデンサ17と蓄電池18とスイッチ19とで構成されている。電解コンデンサ17は蓄電池18よりも小さい容量を有し且つ蓄電池18よりも速い応答性即ち充放電速度を有する。電解コンデンサ17の代りに別の形式のコンデンサ又は電気二重層等の蓄積器を使用することもできる。電解コンデンサ17は双方向電力変換器4に直接に接続され、蓄電池18はスイッチ19を介して双方向電力変換器4に接続されている。
The power storage means 5 can also be called a power storage device, and is composed of a capacitor, a storage battery, both of these, or the like. In FIG. 1, the power storage means 5 includes an
異常検出回路9は、入力スイッチ6を介して交流入力端子1に接続され、交流電源電圧の低下及び過電圧の異常を検出し、これが検出された時に交流スイッチ2をオフ制御し且つ双方向電力変換器4をインバータ制御する。なお、異常検出回路9は交流電源電圧と基準電圧とを比較器で比較して交流電源電圧の低下又は過電圧を検出し、交流スイッチ2を正常時にオン制御し、異常時にオフ制御する周知の回路である。異常検出回路9はライン20によってスイッチ制御回路10に接続され、ライン21によって変換器制御回路11に接続されている。
The
電流検出器12は、交流スイッチ2の交流ライン15´の電流を検出するように配置された電流トランス又は磁電変換素子であり、この検出信号をライン22によってスイッチ制御回路10に送ると共にライン23によって変換器制御回路11に送る。
The
スイッチ制御回路10は、蓄電手段5の初期充電期間にライン24、25を介してサイリスタS1 、S2 の制御端子に充電制御のための制御信号を送る機能と、初期充電終了後の正常時に第1及び第2のサイリスタS1 、S2 を連続的にオン制御し、異常検出回路9で異常が検出された時にオフ制御する機能と、初期充電期間に出力スイッチ7をオフ制御し且つバイパススイッチ8をオン制御する機能とを有する。このスイッチ制御回路10の詳細は追って述べる。
The
変換器制御回路11は、初期充電期間及び異常検出回路9の出力が異常を示していない正常時に双方向電力変換器4を波形改善機能を有して交流−直流変換器即ちコンバータとして動作させ、異常検出回路9の出力が異常を示している時に双方向電力変換器4を直流−交流変換器即ちインバータとして動作させるものである。この変換器制御回路11の出力ライン即ち制御信号伝送路26は双方向電力変換器4に接続されている。双方向電力変換器4の交流ライン15及び直流ライン16と変換器制御回路11との間がライン27、28によって接続されている。この変換器制御回路11の詳細は追って説明する。
The
図1の双方向電力変換器4は図2に詳しく示すように、スイッチ回路30と、第1、第2及び第3のインダクタL1 、L2 、L3 と、高周波成分除去用フィルタ34とを含む。図2の第1、第2及び第3の交流端子15a、15b、15cは図1の交流ライン15に接続され、第1及び第2の直流端子16a、16bは図1の直流ライン16に接続される。図1の電解コンデンサ17及び蓄電池18は図2の第1及び第2の直流端子16a、16b間に接続される。
As shown in detail in FIG. 2, the
スイッチ回路30は、3相ブリッジ接続された第1、第2、第3、第4、第5及び第6のダイオードD1 、D2 、D3 、D4 、D5 、D6 と、第1〜第6のダイオードD1 〜D6 に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチQ1 、Q2 、Q3 、Q4 、Q5 及びQ6 とから成る。図2では第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちIGBTで示されているが、この代りにFET、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。
The
第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御端子(ゲート)は、図1の変換器制御回路11に接続される。スイッチ回路30の第1及び第2のダイオードD1 、D2 の相互接続点31、第3及び第4のダイオードD3 、D4 の相互接続点32、第5及び第6のダイオードD5 、D6 の相互接続点33は、第1、第2及び第3のインダクタL1 、L2 、L3 を介して第1、第2及び第3の交流ライン15a、15b、15cにそれぞれ接続されている。第1、第3及び第5のダイオードD1 、D3 、D5 のカソードは第1の直流ライン16aに接続され、第2、第4及び第6のダイオードD2 、D4 、D6 のアノードは第2の直流ライン16bに接続されている。
高周波成分除去用フィルタ34はコンデンサC1 、C2 、C3 から成り、第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の高周波(例えば20〜100kHz )でのオン・オフに基づく高周波成分を除去する。第1、第2及び第3の交流端子15a、15b、15cとスイッチ回路30の相互接続点31、32、33との間に接続された第1、第2及び第3のインダクタL1 、L2 、L3 は、交流−直流変換時即ちAC−DC変換動作時に力率改善用リアクトル及び昇圧リアクトルとして機能し、また直流−交流(DC−AC)変換時即ちDC−AC変換(インバータ)動作時に高周波成分除去リアクトルとして機能する。
Control terminals (gates) of the first to sixth switches Q1 to Q6 are connected to the
The high-frequency
図1のスイッチ制御回路10は図3に詳しく示すように、電流検出手段の一部としての電流検出回路35と、基準値発生手段としての基準電圧源36と、帰還制御信号形成手段としての誤差増幅器37と、鋸波発生器38と、比較器39と、切替手段40と、駆動回路41と、初期充電期間信号形成回路42とから成る。
As shown in detail in FIG. 3, the
図1の電流検出器12を伴なって電流検出手段を構成する電流検出回路35は、ライン22の電流検出器12の出力に対応する直流の電流検出信号を得るためのものであって、整流器と平滑回路とから成る。
A current detection circuit 35, which constitutes a current detection means with the
誤差増幅器37は、電流検出回路35に接続された一方の入力端子と基準電圧源36に接続された他方の入力端子とを有し、電流検出信号と初期充電時の所望電流値を示す基準電圧との差を示す信号を帰還制御信号Vf として出力する。
The
鋸波発生器38は、ライン29と図1の入力スイッチ6とを介して交流入力端子1に接続されており、図7に示す正弦波の交流電源電圧Vinのゼロクロス時点t0 、t2 等に応答して図7(B)の鋸波電圧Vtac を繰返して発生する。
The
比較器39の一方の入力端子は誤差増幅器37に接続され、他方の入力端子は鋸波発生器38に接続されている。従って、この比較器39は図7(B)に示すように電流の帰還制御信号Vf と鋸波電圧Vtac とを比較して図7(C)に示す2値の出力を発生する。この図7(C)のt1 〜t2 及びt3 〜t4 のパルス又は図7(D)に示すt1 、t3 に同期したトリガパルスは、図1の第1及び第2のサイリスタS1 、S2 のトリガ信号として使用される。
One input terminal of the
切替手段40は、第1及び第2の接点a、bを有し、第1の接点aがオンの期間に比較器39の出力を駆動回路41を介して図1のサイリスタS1 、S2 のゲートに送り、接点bがオンの期間にライン20の異常検出回路9の出力をサイリスタS1 、S2 のゲートに送る。
The switching means 40 has first and second contacts a, b, and outputs the output of the
切替手段40の切替は、初期充電期間信号形成回路42の出力で実行されている。初期充電期間信号形成回路42は、ライン29に接続されており、図1の交流入力端子1に電源電圧が供給されている状態で入力スイッチ6がオンになった時、又は入力スイッチ6のオン状態において交流入力端子1に電源電圧が供給された時に同期して時間幅Tc を有するパルスを初期充電期間信号として発生するタイマから成る。切替手段40の接点aは初期充電期間信号発生回路42から所定時間幅Tc のパルスが発生している時にオンになり、その後にオフになる。切替手段40の接点bは接点aと反対に動作する。この実施例では、所定時間幅Tc が蓄電手段5の初期充電所要時間に一致するように一定に決定されているが、所定時間幅Tc を調整する手段を設けること、又は蓄電手段5の電圧又は充電電流を検出して初期充電の終了時点を判定し、この判定に基づいて所定時間幅Tc の終了時点を決定することができる。
Switching of the switching means 40 is executed by the output of the initial charging period
初期充電期間信号形成回路42の出力端子はライン43によって図1の出力スイッチ7及びバイパススイッチ8の制御端子にも接続されている。従って、出力スイッチ7は所定時間幅Tc のパルスに同期してオフになり、バイパススイッチ8は逆にオンになる。また、所定時間幅Tc のパルスが消滅すると、出力スイッチ7がオンになり、逆にバイパススイッチ8がオフになる。
The output terminal of the initial charging period
図4は図1の変換器制御回路11の内部を概略的に示す。この図4から明らかなように、変換器制御回路11はAC−DC変換制御回路44とDC−AC変換制御回路45と切換手段46とを有する。
AC−DC変換制御回路44は、AC−DC変換を実行するための第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御信号を形成し、DC−AC変換制御回路45はDC−AC変換を実行するための第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御信号を形成する。切換手段46はライン21の電源異常検出信号が正常を示している時にAC−DC変換制御回路44の出力ライン26aの信号を出力ライン26に送出し、電源異常検出信号が異常を示している時にDC−AC変換制御回路45の出力ライン26bの信号をライン26に送出する。図4のライン26は図2の第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 のゲートに接続されている。なお、図4のライン26a、26b、26は6本のラインを示している。
FIG. 4 schematically shows the inside of the
The AC-DC
次に、図4のAC−DC変換制御回路44の詳細を図5及び図8を参照して説明する。図5のAC−DC変換制御回路44は、第1、第2及び第3相電圧検出回路52a、52b、52cと、第1、第2及び第3の乗算器53a、53b、53cと、第1、第2及び第3の減算器54a、54b、54cと、第1、第2及び第3の比較器55a、55b、55cと、第1、第2及び第3の反転信号形成回路56a、56b、56cと、鋸波発生器57と、2つの電圧検出抵抗58、59と、基準電圧源60と、誤差増幅器61とを有する。
Next, details of the AC-DC
第1、第2及び第3相電圧検出回路52a、52b、52cは、3相の電圧検出ライン27に接続され、交流ライン15の第1、第2及び第3相電圧に対応する3相基準正弦波電圧Va 、Vb 、Vc を出力する。なお、図5の第1、第2及び第3相電圧検出回路52a、52b、52cを一括して3相電圧検出回路を構成することもできる。
The first, second and third phase
2つの電圧検出抵抗58、59はライン28を介して図1の直流ライン16に接続され、直流ライン16の電圧の分圧値を誤差増幅器61の一方の入力端子に与える。誤差増幅器61は基準電圧源60の基準電圧と電圧検出抵抗58、59で検出された電圧との差を示す信号を直流出力電圧指令値Vd として出力する、
The two
第1、第2及び第3の乗算器53a、53b、53cは、第1、第2及び第3相電圧検出回路52a、52b、52cから得られた第1、第2及び第3相基準正弦波Va 、Vb 、Vc に誤差増幅器61の出力電圧指令値Vd を乗算し、第1、第2及び第3相指令値Va ′Vb ′、Vc ′を作成する。第1、第2及び第3相指令値Va ′Vb ′、Vc ′は第1、第2及び第3相基準正弦波Va 、Vb 、Vc の振幅を出力電圧指令値Vdで変調したものに相当する。なお、乗算器53a、53b、53cの代りに除算器を設けることができる。
第1、第2及び第3の減算器54a、54b、54cは、第1、第2及び第3相指令値Va ′、Vb ′、Vc ′とライン23の3相の電流検出信号との差を示す信号を図8(A)に示す第1、第2及び第3相スイッチ制御信号V1、V2、V3として出力する。
鋸波発生器57は、キャリア発生器とも呼ぶことができるものであり、交流入力端子1の交流電圧の周波数、例えば50Hzよりも十分に高い例えば20〜100kHz の周波数で図8(A)に概略的に示す鋸波電圧Vt を発生する。なお、鋸波発生器57を三角波発生器に置き換えることができる。鋸波電圧Vt の振幅は第1、第2及び第3相スイッチ制御指令値V1 、V2 、V3 を横切るように設定されている。
The first, second and
The first, second and
The sawtooth generator 57 can also be called a carrier generator, and is schematically shown in FIG. 8A at a frequency of an AC voltage at the
第1、第2及び第3の比較器55a、55b、55cは、第1、第2及び第3の減算器54a、54b、54cから得られた第1、第2及び第3のスイッチ制御指令値V1 、V2 、V3 と鋸波発生器57の鋸波電圧Vt とを比較し、図8(B)(D)(F)に示すPWM信号から成る第1、第3及び第5のスイッチ制御信号G1 、G3 、G5 を形成する。
The first, second and
反転信号形成回路56a、56b、56cは第1、第2及び第3の比較器55a、55b、55cに接続され、図8(B)(D)(F)に示す第1、第3及び第5のスイッチ制御信号G1 、G2 、G3 の位相反転信号から成る図8(C)(E)(G)に示す第2、第4及び第6のスイッチ制御信号G2 、G4 ,G6 を形成する。第2、第4及び第6のスイッチ制御信号G2 、G4 、G6 は反転信号形成回路56a、56b、56cの代りに3つの比較器を設け、これ等の正入力端子に鋸波電圧Vt を入力させ、負入力端子に第1、第2及び第3のスイッチ制御指令値V1 、V2 、V3 を入力させて形成してもよい。なお、第1、第3及び第5のスイッチ制御信号G1 、G3 、G5 と第2、第4及び第6のスイッチ制御信号G2 、G4 、G6 との間に周知のデッドタイムを設けることが望ましい。
第1〜第6のスイッチ制御信号G1 〜G6 は図4の切換手段46を介して第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御端子に供給される。
The inversion
The first to sixth switch control signals G1 to G6 are supplied to the control terminals of the first to sixth switches Q1 to Q6 via the switching means 46 of FIG.
図6は図4のDC−AC変換制御回路45を詳しく示す。このDC−AC変換制御回路45は周知の回路であって、第1、第2及び第3相回路71、72、73を有する。第1相回路71は、第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 の制御信号G1 ′、G2 ′を形成するために、第1相基準電圧発生器74、電圧検出回路75、基準電圧源76、誤差増幅器77、乗算器78、鋸波発生器79、比較器80、及び反転信号形成回路81を有する。
FIG. 6 shows the DC-AC
電圧検出回路75は、ライン27を介して図1の交流ライン15に接続された三相整流平滑回路から成る。電圧検出回路75から得られた第1、第2及び第3相の交流電圧に対応する直流電圧と基準電圧源76の基準電圧との差に対応する信号が誤差増幅器77で形成され、これが電圧帰還信号となる。なお、電圧帰還信号は直流信号である。図6では電圧検出回路75が三相電圧を検出しているが、この代りに第1相の電圧を検出するように変形することができる。誤差増幅器77から得られた電圧帰還信号は第2及び第3相回路72、73にも送られる。
The
第1相基準電圧発生器74は、図9に示す正弦波から成る第1相基準電圧Va を発生する。第2及び第3相回路72、73に含まれる第2及び第3相基準電圧発生器は、図9に示す第2及び第3相基準電圧Vb 、Vc を発生する。図9の第1、第2及び第3相基準電圧Va 、Vb 、Vc は順次に120度の位相差を有する例えば50又は60Hzの正弦波交流電圧であり、図1の交流入力端子1の交流電圧と同一の周波数を有する。なお、第1相基準電圧発生器74から正弦波を全波整流した脈流波形を送出することができる。
The first phase
乗算器78の一方の入力端子は第1相基準電圧発生器74に接続され、その他方の入力端子は誤差増幅器77に接続されている。従って、乗算器78は第1相基準電圧Va に電圧帰還信号を乗算して信号を形成する。乗算器78の出力信号には交流電圧の波形情報と出力電圧調整情報とが含まれている。なお、乗算器78の代りに除算器を設けることができる。
One input terminal of the
鋸波発生器79は、交流ライン15の交流電圧及び第1、第2及び第3相基準電圧Va 、Vb 、Vc の周波数よりも十分に高い例えば20〜100kHz の繰返し周波数で鋸波電圧即ちキャリア波形を発生する。第1相回路71の鋸波発生器79は、同期信号を与えるために第2及び第3相回路72、73に接続されている。なお、鋸波発生器79の代りに三角発生器を設けることができる。また、DC−AC変換制御回路45の鋸波発生器79とAC−DC変換制御回路44の鋸波発生器57とのいずれか一方を省いて、鋸波発生器79又は鋸波発生器57をAC−DC変換制御回路44とDC−AC変換制御回路45とで共用することができる。
The
比較器80の一方即ち負入力端子は乗算器78に接続され、他方即ち正の入力端子は鋸波発生器79に接続されている。従って、比較器80は鋸波電圧と乗算器78の出力信号とを比較して周知のPWN信号から成るDC−AC変換用の第1の制御信号G1 ′を出力する。
One or negative input terminal of the
比較器80に接続された反転信号形成回路81は、第1の制御信号G1 ′の位相反転信号から成る第2の制御信号G2 ′を形成する。反転信号形成回路81の代りに比較器を設け、この正入力端子に乗算器78の出力信号を入力させ、この負入力端子に鋸波電圧を入力させてPWM信号から成る第2の制御信号G2 ′を形成することができる。なお、第1及び第2の制御信号G1 ′、G2 ′の相互間に周知のデッドタイムを付加する手段を設けることが望ましい。
An inversion
第2相回路72及び第3相回路73は第1相回路71と同様に形成されており、第3〜第6のスイッチQ3 〜Q6 のための第3〜第6の制御信号G3 ′〜G6 ′を送出する。
図2のスイッチ回路30をDC−AC駆動即ちインバータ駆動させるための図6の第1〜第6の制御信号G1 ′〜G6 ′は図4の切換手段46を介して第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御端子に送られる。
The
The first to sixth control signals G1 'to G6' of FIG. 6 for driving the
図1の交流無停電電源装置の動作を説明する。負荷14に対する電力供給の開始時、即ち電解コンデンサ17及び蓄電池18が未充電又は不完全な充電状態において、交流入力端子1に交流電圧を供給し且つ入力スイッチ6をオンにすると、スイッチ制御回路10に含まれている図3の初期充電期間信号形成回路42から所定時間幅Tc のパルスが発生し、切替手段40の接点aがオンになり、比較器39の出力が図1のサイリスタS1 、S2 に供給され、双方向電力変換器4を介して蓄電手段5に供給される電流が所定値に制限され、電解コンデンサ17に過大な突入電流が流れない。この実施例では初期充電期間に出力スイッチ7がオフ制御され、バイパススイッチ8がオン制御されているので、初期充電期間中であっても負荷14に対してバイパススイッチ8を介して電力が供給される。
The operation of the AC uninterruptible power supply shown in FIG. 1 will be described. When an AC voltage is supplied to the
初期充電期間が終了すると、異常検出回路9がサイリスタS1 、S2 のゲートに接続される。異常検出回路9は正常時にサイリスタS1 、S2 を常にオン状態にするための信号を発生するので、交流スイッチ2を介しての負荷14への電力供給が可能になる。なお、初期充電終了後は出力スイッチ7がオンになり、バイパススイッチ8がオフになるので、交流スイッチ2及び出力スイッチ7を通して負荷14に電力が供給される。また、初期充電期間終了後においては、双方向電力変換器4がAC−DC変換動作して蓄電手段5の初期充電後の充電を行う。
When the initial charging period ends, the
異常検出回路9が停電等の異常を検出すると、交流スイッチ2がオフ制御され、且つ双方向電力変換器4がDC−AC変換動作に切替わり、蓄電手段5の直流電圧が交流電圧に変換されて負荷14に供給される。なお、この時交流スイッチ2がオフ状態にあるので、蓄電手段5のエネルギーが交流入力端子1側で消費されない。
When the
本実施例は次の効果を有する。
(1) 交流スイッチ2を異常時の遮断のみでなく、蓄電手段5の初期充電の制御にも兼用しているので、初期充電時の電流制限を行うための特別な抵抗又は制御素子を設けることが不要になり、交流無停電電源装置の小型化及び低コスト化を達成できる。また、従来装置の抵抗又は制御素子で生じた電力損失に相当するものがなくなる分だけ効率を高くすることができる。
(2) 電流検出器12の出力がスイッチ制御回路10及び変換器制御回路11の両方で使用されているので、制御手段の小型化及び低コスト化を図ることができる。
(3) 出力スイッチ7及びバイパススイッチ8を設けたので、初期充電期間中であっても負荷14に電力を供給することができる。
(4) 初期充電期間信号形成回路42を設けたので、自動的に初期充電を行うことができる。
(5) 初期充電の電流を帰還制御しているので、初期充電電流を一定値又は所望値に保って初期充電を良好に進めることができる。
(6) 入力スイッチ6、出力スイッチ7、及びバイパススイッチ8を有するので、図示が省略されている操作手段によってバイパススイッチ8をオン、入力スイッチ6及び出力スイッチ7をオフにして双方向電力変換器4又は蓄電手段5のメンテナンスを容易に達成することができる。
This embodiment has the following effects.
(1) Since the AC switch 2 is used not only for shutting down when an abnormality occurs but also for controlling the initial charging of the power storage means 5, a special resistor or control element for limiting the current during the initial charging is provided. Can be reduced, and the AC uninterruptible power supply can be reduced in size and cost. Further, the efficiency can be increased by the amount corresponding to the power loss caused by the resistance or the control element of the conventional device.
(2) Since the output of the
(3) Since the
(4) Since the initial charge period
(5) Since the initial charging current is feedback controlled, the initial charging can be favorably advanced while maintaining the initial charging current at a constant value or a desired value.
(6) Since the
図10は実施例2に従う電力供給装置の一部を示す。実施例2の電力供給装置は、図3の初期充電期間信号形成回路42を図10に示す初期充電期間信号形成回路42aに変形し、この他は実施例1と同一に形成したものである。
FIG. 10 shows a part of the power supply apparatus according to the second embodiment. The power supply apparatus of the second embodiment is the same as the first embodiment except that the initial charging period
図10の初期充電期間信号形成回路42aは、トリガ回路81とパルス形成手段としてのRSフリップフロップ82と電圧検出回路83と比較器84と基準電圧源85とから成る。トリガ回路81は図1の交流入力端子1から電力供給に同期してトリガ信号を発生し、これをRSフリップフロップ82のセット端子Sに送る。これにより、RSフリップフロップ82の出力端子Qは高レベルになり、所定時間幅Tc のパルスの発生を開始する。電圧検出回路83は電解コンデンサ17の電圧を示す電圧検出信号を形成する。比較器84は電圧検出信号と基準電圧源85の基準電圧とを比較し、電圧検出信号が基準電圧よりも高くなった時にRSフリップフロップ82のリセット端子Rにリセットトリガ信号を与える。これにより、所定時間幅Tc のパルスが終了する。
The initial charging period
実施例2は実施例1と同一の効果を有する他に、時間幅Tc の終了時点を合理的に決定できるという効果を有する。 The second embodiment has the same effect as the first embodiment and also has the effect that the end point of the time width Tc can be reasonably determined.
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
(1) 交流スイッチ2の1相部分を図11に示すように変形することができる。図11(A)の交流スイッチ2aはIGBT(絶縁ゲート型バイホーラトランジスタ)S1’、S2'の逆並列回路によって構成され、各IGBT S1’、S2'に直列に逆流阻止用ダイオードDa,Dbが接続されている。
11(B)に示す交流スイッチ2bは、ブリッジ接続された4つのダイオードDa,Db、Dc,Ddと、1つのサイリスタSから成る半導体スイッチによって構成されている。
図11(C)に示す交流スイッチ2cは双方向制御が可能なトライアックS’によって構成されている。
図1の交流スイッチ2は、図1、及び図11に限定されるものでなく、交流電圧を高速でオン・オフできるものであれば、どのようなものでもよい。
(2) 双方向電力変換器4は図2の回路に限定されるものでなく、AC−DC変換とDC−AC変換との両方が可能であればどのようなものでもよい。また、第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 を図8に示すように入力電圧の正弦波の1周期の全期間において高周波でオン・オフせずに、特定された期間においてのみオン・オフするように変形することができる。
(3) スイッチ制御回路10、変換器制御回路1の一部又は全部をマイクロコンピュータやDSP(ディジタル・シグナル・プロセッサ)等のディジタル演算手段によって構成してもよい。
(4) 交流電源、双方向電力変換器4及び負荷14を単相とすることができる。
(5) 初期充電の開始指令を手動操作のスイッチに基づいて与えることができる。
(6) 異常検出回路9の入力端子を交流スイッチ2の出力端子に接続することができる。
(7) 図1に示す好ましい実施例では、双方向電力変換器4のための電流検出器12を初期充電用のスイッチ制御回路10で兼用しているが、この代りに交流スイッチ2の入力側又は双方向電力変換器4の交流ライン15に別の電流検出器を配置し、これを初期充電制御に使用することができる。また、双方向電力変換器4による波形改善を、図1のライン15’の電流検出器12とライン15に設ける別の電流検出器(図示せず)との組合せで行うことができる。
(8) 初期充電時の電流の帰還制御が要求されていない時には、初期充電時の交流スイッチ2のオン時間幅即ち導通角を固定又は半固定とすることができる。即ち、所定時間幅Tcを可変とせずに一定又は調整可能に半固定に設定することができる。
(9) 交流スイッチ2をトランジスタ、FET等の可変抵抗制御可能なものとし、初期充電時に交流スイッチ2の抵抗値を制御又は一定に保つことができる。
(10) 図1の入力スイッチ6、出力スイッチ7、及びバイパススイッチ8の内の1つ又は複数又は全部を設けない構成とすることができる。
(11) 交流スイッチ2から負荷14への電力供給の開始時に負荷14に供給する電圧を、交流スイッチ2の位相制御によって徐々に高くすることができる。
(12) 切替手段40を、半導体スイッチで構成することができる。
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and for example, the following modifications are possible.
(1) One phase portion of the AC switch 2 can be modified as shown in FIG. The
The
The
The AC switch 2 shown in FIG. 1 is not limited to that shown in FIGS. 1 and 11 and may be any switch as long as the AC voltage can be turned on / off at high speed.
(2) The
(3) A part or all of the
(4) The AC power supply, the
(5) An initial charging start command can be given based on a manually operated switch.
(6) The input terminal of the
(7) In the preferred embodiment shown in FIG. 1, the
(8) When current feedback control during initial charging is not required, the on-time width of the AC switch 2 during initial charging, that is, the conduction angle, can be fixed or semi-fixed. That is, the predetermined time width Tc can be set to be semi-fixed so as to be constant or adjustable without making it variable.
(9) The AC switch 2 can be controlled by a variable resistance such as a transistor or FET, and the resistance value of the AC switch 2 can be controlled or kept constant during initial charging.
(10) One, a plurality, or all of the
(11) The voltage supplied to the
(12) The switching means 40 can be composed of a semiconductor switch.
本発明は交流無停電電源装置等の電力供給装置に利用可能である。 The present invention is applicable to a power supply device such as an AC uninterruptible power supply.
1 交流入力端子
2 交流スイッチ
3 交流出力端子
4 双方向電力変換器
5 蓄電手段
9 異常検出回路
10 スイッチ制御回路
11 変換器制御回路
17 電解コンデンサ
DESCRIPTION OF
Claims (8)
負荷を接続するための交流出力端子と、
前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続され且つ電流制御機能を有している交流スイッチと、
交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続されている双方向電力変換器と、
前記双方向電力変換器の前記直流端子に接続された充放電可能な蓄電手段と、
前記交流入力端子から前記交流出力端子に供給する電源電圧が異常か否かを検出し、異常を検出した時に前記交流スイッチをオフ状態に制御するための異常検出回路と、
前記蓄電手段の初期充電期間における前記蓄電手段の充電電流の制御又は制限を前記交流スイッチで実行するための信号を形成し、この信号を前記交流スイッチに供給するスイッチ制御回路と
を備えていることを特徴とする電力供給装置。 AC input terminal for connecting AC power supply,
AC output terminal for connecting the load,
An AC switch connected between the AC input terminal and the AC output terminal and having a current control function;
Bidirectional power conversion comprising an AC terminal and a DC terminal, wherein the AC terminal is connected to the AC input terminal via the AC switch and connected to the AC output terminal without passing through the AC switch And
Charge / discharge power storage means connected to the DC terminal of the bidirectional power converter;
An abnormality detection circuit for detecting whether or not a power supply voltage supplied from the AC input terminal to the AC output terminal is abnormal, and controlling the AC switch in an OFF state when the abnormality is detected;
A switch control circuit that forms a signal for controlling or limiting the charging current of the power storage means in the initial charging period of the power storage means by the AC switch and supplies the signal to the AC switch. A power supply device characterized by the above.
前記交流入力端子から前記交流スイッチ及び双方向電力変換器を介して前記蓄電手段に供給される電流を検出するための電流検出手段と、
前記蓄電手段の初期充電時の所望電流値を示す基準値を発生する基準値発生手段と、
前記電流検出手段の出力を前記基準値に近づけるための制御信号を形成し、この制御信号によって前記交流スイッチを制御する制御信号形成手段と
を有していることを特徴とする請求項1記載の電力供給装置。 The switch control circuit includes:
Current detection means for detecting current supplied from the AC input terminal to the power storage means via the AC switch and bidirectional power converter;
Reference value generating means for generating a reference value indicating a desired current value at the time of initial charge of the power storage means;
The control signal forming means for forming a control signal for bringing the output of the current detection means close to the reference value and controlling the AC switch by the control signal. Power supply device.
前記電流検出手段は前記交流スイッチを通って流れる電流を検出するものであり、
前記変換器制御回路は、正弦波を示す基準波を発生する基準波発生手段と、前記電流検出手段の出力を前記基準波に追従させるための波形改善制御信号を形成し、この制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する波形改善制御信号形成手段とを有していることを特徴とする請求項2記載の電力供給装置。 Furthermore, the converter control circuit for the bidirectional power converter to perform the waveform improvement control of the current flowing through the AC switch,
The current detection means detects a current flowing through the AC switch;
The converter control circuit forms a reference wave generating means for generating a reference wave indicating a sine wave, and a waveform improvement control signal for causing the output of the current detecting means to follow the reference wave. 3. The power supply apparatus according to claim 2, further comprising a waveform improvement control signal forming means for controlling the bidirectional power converter.
前記スイッチ制御回路は前記初期充電期間に前記交流スイッチの定格電流よりも小さい電流を前記交流スイッチを通して供給するための半固定された導通角を有する制御信号を形成し、この制御信号を前記交流スイッチに供給するものであることを特徴とする請求項1記載の電力供給装置。 The AC switch comprises a switch capable of controlling the conduction angle,
The switch control circuit forms a control signal having a semi-fixed conduction angle for supplying a current smaller than a rated current of the AC switch through the AC switch during the initial charging period, and the control signal is supplied to the AC switch. The power supply device according to claim 1, wherein the power supply device is supplied to the power supply.
前記スイッチ制御回路は、
前記交流入力端子から前記交流スイッチ及び双方向電力変換器を介して前記蓄電手段に供給される電流を検出するための電流検出手段と、
前記蓄電手段の初期充電時の所望電流値を示す基準値を発生する基準値発生手段と、
前記電流検出手段の出力と前記基準値との差を示す帰還制御信号を形成する帰還制御信号形成手段と、
前記交流入力端子の交流電圧に同期して鋸波を発生する鋸波発生器と、
前記帰還制御信号と前記鋸波とを比較して前記交流スイッチの導通開始時点を決定する比較手段と
を有していることを特徴とする請求項1又は2又は3記載の電力供給装置。 The AC switch comprises a switch capable of controlling the conduction angle,
The switch control circuit includes:
Current detection means for detecting current supplied from the AC input terminal to the power storage means via the AC switch and bidirectional power converter;
Reference value generating means for generating a reference value indicating a desired current value at the time of initial charge of the power storage means;
Feedback control signal forming means for forming a feedback control signal indicating a difference between the output of the current detection means and the reference value;
A sawtooth generator that generates a sawtooth wave in synchronization with the AC voltage of the AC input terminal;
4. The power supply apparatus according to claim 1, further comprising a comparison unit that compares the feedback control signal and the sawtooth wave to determine a conduction start time of the AC switch.
前記初期充電期間信号形成回路の出力に応答して前記比較手段の出力と前記異常検出回路の出力とを選択的に前記交流スイッチの制御端子に供給するための切替手段と
を有していることを特徴とする請求項5記載の電力供給装置。 The switch control circuit further includes an initial charging period signal forming circuit for forming a signal indicating an initial charging period;
And switching means for selectively supplying the output of the comparison means and the output of the abnormality detection circuit to the control terminal of the AC switch in response to the output of the initial charge period signal forming circuit. The power supply device according to claim 5.
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