JP2005051901A - Power converter - Google Patents

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Akitake Takizawa
聡毅 滝沢
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Fuji Electric Co Ltd
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Fuji Electric Device Technology Co Ltd
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To sustain operation within a possible range using a part of an inverter circuit by disconnecting a power semiconductor element and its driving circuit quickly upon detecting an overcurrent to the power semiconductor element. <P>SOLUTION: An inverter circuit 2 is constituted of one switching section SW consisting of IGBTs 3a and 3b connected in parallel and each gate drive circuit 5 for driving each IGBT 3 is connected in parallel with a gate driving power supply 11. A fuse 31 is provided on the collector side of each IGBT 3 and a fuse 32 is provided at the positive side power supply input section of each gate drive circuit 5. When an overcurrent flows due to an abnormality in the IGBT 3a, for example, the fuses 31a and 32a blow out to insulate the IGBT 3a from the collector side potential thus insulating its gate drive circuit 5a from the positive side power supply potential. The overcurrent has no effect on the normal IGBT 3b and its gate drive circuit 5b side and since normal operation is possible, inverter operation can be sustained using the normally operable IGBT 3b. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＩＧＢＴ等の電力用半導体素子を含んで構成されるインバータ等といった電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、インバータやチョッパ等の電力変換装置は、ＩＧＢＴ等の電力用半導体素子により構成されている。
図８は、ＩＧＢＴを用いてインバータを構成した場合の主回路の一例を示す回路図である。図中１は直流電源、２は、インバータ回路である。なお、交流入力の場合には、直流電源１に替えて、整流器及び電解コンデンサ等を備える。
【０００３】
前記インバータ回路２は、例えば、電圧駆動型パワーデバイスであるＩＧＢＴ３及びこのＩＧＢＴ３に逆並列に接続されたダイオード４を６組備えて構成される。前記ＩＧＢＴ３は、ゲート駆動回路５により駆動され、このゲート駆動回路５は、前記ＩＧＢＴ３及びダイオード４からなる各組毎に設けられている。なお、図８においては、ゲート駆動回路５を一つのみ記載しているが、実際には、各ＩＧＢＴ３毎に、ゲート駆動回路５が設けられている。
【０００４】
そして、上位制御装置１０からの制御信号Ｓｃに応じてゲート駆動回路５が前記ＩＧＢＴ３をオンオフ制御し、これによって、インバータ回路５がインバータ動作して負荷としてのモータＭを駆動制御するようになっている。
図９は、前記ゲート駆動回路５の一例を示す回路図であって、ゲート駆動回路５用のゲート駆動用電源１１に、例えば、トランジスタ等で構成される、ターンオン用のスイッチング素子１２及びターンオフ用のスイッチング素子１３が直列に接続されている。そして、スイッチング素子１２及び１３間の電位とターンオフ用のスイッチング素子１３及びゲート駆動用電源１１間の電位とが、抵抗Ｒを介してＩＧＢＴ３のゲート及びエミッタ間に印加されるようになっている。
【０００５】
また、前記ゲート駆動用電源１１及び、直列に接続されたスイッチング素子１２及び１３と並列に、前記スイッチング素子１２及び１３を駆動制御するための信号作成装置１５が接続され、この信号作成装置１５は、前記上位制御装置１０からの制御信号Ｓｃに応じてスイッチング素子１２又は１３を制御し、これらの何れか一方がオン状態となることによって、スイッチング素子１２及び１３間の電位が変化し、すなわち、ＩＧＢＴ３のゲート端子への電位が変化することによって、ＩＧＢＴ３がオンオフ動作するようになっている。
【０００６】
また、図１０に示すように、インバータの大容量化を図る目的で、図８に示す、ダイオード４が逆並列に接続されたＩＧＢＴ３とこれを駆動するためのゲート駆動回路５とをスイッチング回路とし、ダイオード４ａが逆並列に接続されたＩＧＢＴ３ａとダイオード４ｂが逆並列に接続されたＩＧＢＴ３ｂとを並列に接続し、同様に、ゲート駆動回路５ａ及びゲート駆動回路５ｂとを並列に接続し、これを一つのスイッチング手段とみなし、このスイッチング手段６個を並列に接続して３相のインバータを構成するようにしたインバータ等も提案されている。
【０００７】
このように、二つのＩＧＢＴを並列に接続して一つのスイッチング手段を構成した場合、図１０に示すように、共通のゲート駆動用電源１１によって各ゲート駆動回路５（５ａ、５ｂ）を駆動し、また、各ゲート駆動回路５（５ａ、５ｂ）を上位制御装置１０によって駆動制御するようになっている。
また、このように、二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂを並列に接続した場合には、これらＩＧＢＴ３ａ及び３ｂどうしの、スイッチングのバランスを図るために、ＩＧＢＴ３ａ及び３ｂのゲート端子間を短絡線２０で接続するようにしている。
【０００８】
ところで、前記図８に示すインバータ主回路において、何れかのＩＧＢＴ３に異常が発生し故障或いは破壊した場合、場合によっては、ＩＧＢＴ３のゲート、コレクタ、エミッタ間が短絡状態となり、図１１（ａ）に破線Ｌ１で示すように、破壊した瞬間にＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間には直流電源１からの短絡電流が流れ、さらに、破線Ｌ２で示すように、ＩＧＢＴ３のゲート端子、抵抗Ｒ、スイッチング素子１２、ゲート駆動用電源１１を介して短絡電流がゲート駆動回路５に短絡電流が流れる場合がある。この破線Ｌ２で示す短絡電流は、ゲート駆動回路５内での許容電流に比較して十分大きいため、ゲート駆動回路５のスイッチング素子１２や１３が故障し、結果的にゲート駆動回路５の故障に至る場合がある。
【０００９】
さらに、このようにゲート駆動回路５が故障した場合、図１１（ｂ）に破線Ｌ３で示すように、ゲート駆動回路５を駆動するためのゲート駆動用電源１１、スイッチング素子１２及び１３の経路で短絡電流が流れる場合もあり、最終的にゲート駆動用電源１１の故障に至る場合もある。
また、前記図１０に示すように、二つのＩＧＢＴ３ａ及び３ｂを並列に接続しこれを一つのスイッチング手段としてインバータを構成するようにした場合、並列に接続したＩＧＢＴ３ａ及び３ｂのうち、一方に異常が発生すると、図１２に示すように、前記図１１（ａ）と同様に、異常が発生したＩＧＢＴ、図１２の場合ＩＧＢＴ３ａのコレクタ−エミッタ間に短絡電流（破線Ｌ１）が流れ、さらにＩＧＢＴ３ａ、ゲート駆動回路５ａの抵抗Ｒ、スイッチング素子１２及びゲート駆動用電源１１の経路（破線Ｌ２）でゲート駆動回路５ａを短絡電流が流れる。
このため、スイッチング素子１２やスイッチング素子１３に異常が発生し、前述のようにやがて前記ゲート駆動用電源１１の故障に至る場合がある。
【００１０】
また、並列に接続したＩＧＢＴ３ａ及び３ｂのゲート端子間を短絡するようにした場合には、図１３に示すように、破線Ｌ１及びＬ２で示す経路で短絡電流が流れると共に、さらに、破線Ｌ４で示すように短絡線２０を介して、正常なＩＧＢＴ３ｂのゲート駆動回路５ｂ側にも短絡電流が流れ、結果的に、正常なＩＧＢＴ３ｂのゲート駆動回路５ｂを構成するスイッチング素子１２ｂや１３ｂの故障を引き起こす場合もある。
【００１１】
ところで、通常一般的なインバータ装置にあっては、異常検出回路によって、過電流検出等の異常検出を行っており、過電流が検出された場合には、異常検出回路が作動し、インバータ運転を停止させ、被害の拡大を防止する等の処置を行うようにしている。
また、例えば、ＩＧＢＴの故障によって、ＩＧＢＴを流れる過電流によって溶断されるヒューズをＩＧＢＴのコレクタ側に設けると共に、このＩＧＢＴを駆動制御するＩＧＢＴ駆動回路の電源入力側にヒューズを設け、このヒューズが溶断されたときに、ＩＧＢＴをコレクタ側電位から切り離すと共に、そのゲート駆動回路をＩＧＢＴ駆動用の電源から切り離すようにしたインバータの保護回路等も提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【００１２】
【特許文献１】
実開平６−８８１９１号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、インバータを構成する何れかのＩＧＢＴ３やゲート駆動回路５に異常が発生した場合、対向するアーム側において過電流が検出され、この結果、インバータ運転が停止されることになる。また、前記異常が発生したＩＧＢＴをＩＧＢＴ駆動用電源から切り離す保護回路を設けた場合も同様に、結果的にインバータ運転が停止されることになる。
【００１４】
ここで、インバータの用途によっては、１００％の機能を発揮することができなくても運転続行が望まれる場合がある。例えば、電気自動車等においては、インバータに何らかの異常が発生した場合、異常箇所に対して修理を行うまでの間等ある時間内であれば、１００％の完全な運転状態ではなくとも、運転続行や、運転再開を必要とする場合がある。
【００１５】
このため、ＩＧＢＴ等インバータの一部に異常が発生した場合等であっても、インバータとして１００％の完全な運転状態ではなくとも、できるだけ運転続行することの可能なインバータ装置が望まれていた。
そこで、この発明は、上記従来の未解決の点に着目してなされたものであり、インバータ等を構成するＩＧＢＴ等、インバータの一部に異常が発生した場合であっても、継続運転を可能とする電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１に係る電力変換装置は、スイッチング手段を含んで構成され、且つ当該スイッチング手段は、スイッチング素子と当該スイッチング素子駆動用の駆動回路とからなるスイッチング回路が複数並列に接続されて一つのスイッチング手段を構成している電力変換装置であって、前記スイッチング回路は、前記スイッチング素子の入力側に介挿され規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第１の遮断手段と、前記駆動回路の高電源電位入力側に介挿され規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第２の遮断手段とを備えることを特徴としている。
【００１７】
この請求項１に係る発明では、スイッチング素子とこのスイッチング素子駆動用の駆動回路とからなるスイッチング回路が複数並列に接続された一つのスイッチング手段を構成し、このスイッチング手段を含んで例えばインバータ回路等が構成されている。このとき、スイッチング回路のスイッチング素子の入力側（例えば、スイッチング素子が、トランジスタ或いは、ＩＧＢＴ等で構成されている場合にはコレクタ側、サイリスタで構成されている場合にはアノード側）には、規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第１の遮断手段が介挿され、また、駆動回路の高電源電位入力側には規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第２の遮断手段が介挿されている。
【００１８】
ここで、スイッチング素子が破損し短絡した場合、過電流がスイッチング素子及びその駆動回路を流れ、その後場合によっては、駆動回路へ電源供給を行う電源に支障を来す場合がある。しかしながら、スイッチング素子の破損によりスイッチング素子及び駆動回路に過電流が流れることによって、第１の遮断手段及び第２の遮断手段が作動し、破損したスイッチング素子を含むスイッチング回路及びその駆動回路が、スイッチング素子の入力側及び駆動回路の高電源電位入力側で電力変換装置から切り離されることになるから、この破損が生じたスイッチング素子を含むスイッチング回路外に過電流が流れることが回避される。このため、電力変換装置の一部のスイッチング素子が破損した場合であっても、この破損したスイッチング素子を含むスイッチング回路を除いた部分については正常に動作させることが可能となり、このとき、スイッチング手段は、複数のスイッチング手段により一つのスイッチング手段を構成しているから、電力変換装置の一部が破損した場合であっても、電力変換装置として完全な機能を発揮することはできないものの、電力変換装置として駆動することが可能となる。
【００１９】
また、請求項２に係る電力変換装置は、スイッチング手段を含んで構成され、且つ当該スイッチング手段は、スイッチング素子と当該スイッチング素子駆動用の駆動回路とからなるスイッチング回路が複数並列に接続され且つ並列に接続された複数のスイッチング素子の制御端子間が短絡手段により短絡されて一つのスイッチング手段を構成している電力変換装置であって、前記スイッチング回路は、前記スイッチング素子の入力側に介挿され規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第１の遮断手段と、前記駆動回路の高電源電位入力側に介挿され規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第２の遮断手段とを備え、前記スイッチング手段は、前記短絡手段に規定値以上の電流が流れるとき前記短絡手段による短絡を開放する短絡開放手段と、を備えることを特徴としている。
。
【００２０】
この請求項２に係る発明では、スイッチング素子とこのスイッチング素子駆動用の駆動回路とからなるスイッチング回路が複数並列に接続された一つのスイッチング手段を構成し、このスイッチング手段を含んで例えばインバータ回路等が構成されている。また、各スイッチング回路のスイッチング素子の制御端子間は、短絡手段によって短絡されている。さらに、スイッチング回路のスイッチング素子の入力側（例えば、スイッチング素子が、トランジスタ或いは、ＩＧＢＴ等で構成されている場合にはコレクタ側、サイリスタで構成されている場合にはアノード側）には、規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第１の遮断手段が介挿され、また、駆動回路の高電源電位入力側には規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第２の遮断手段が介挿され、短絡手段による制御端子間の短絡を開放する短絡開放手段が設けられている。
【００２１】
ここで、スイッチング素子が破損し短絡した場合、過電流がスイッチング素子及びその駆動回路を流れ、場合によっては、駆動回路へ電源供給を行う電源に支障を来す場合があり、さらに、短絡手段を介して正常なスイッチング素子及びその駆動回路側へも過電流が流れる場合がある。
しかしながら、スイッチング素子の破損によりスイッチング素子及び駆動回路に過電流が流れることによって、第１の遮断手段及び第２の遮断手段が作動し、さらに、短絡手段に過電流が流れた場合には短絡開放手段が作動し、破損したスイッチング素子を含むスイッチング回路及びその駆動回路が、スイッチング素子の入力側及び駆動回路の高電源電位入力側で電力変換装置から切り離され、また、短絡開放手段により短絡手段による制御端子間の短絡が開放されるから、電力変換装置の他の部分に過電流が流れることが回避される。このため、電力変換装置の一部のスイッチング素子が破損した場合であっても、このスイッチング素子を含むスッチング回路を除いた部分については正常に動作させることが可能となり、このとき、スイッチング手段は、複数のスイッチング手段により一つのスイッチング手段を構成しているから、電力変換装置の一部が破損した場合であっても、電力変換装置として完全な機能を発揮することはできないものの、電力変換装置として駆動することが可能となる。
【００２２】
また、請求項３に係る電力変換装置は、前記短絡開放手段が作動する電流の規定値は、前記第２の遮断手段が作動する電流の規定値よりも小さな値に設定されることを特徴としている。
この請求項３に係る発明では、短絡開放手段が短絡手段による短絡を開放するときの電流の規定値は、第２の遮断手段が作動するときの電流の規定値よりも小さな値に設定され、第２の遮断手段よりも短絡開放手段の方が先に作動するように構成されている。ここで、あるスイッチング回路側で過電流が発生した場合、短絡手段を介して他の正常なスイッチング回路の駆動回路側にも過電流が流れることになり第２の遮断手段にも過電流が流れることになるが、短絡開放手段は、第２の遮断手段よりも先に作動するように構成されているから、他の正常なスイッチング回路の第２の遮断手段が作動することが回避され、正常なスイッチング回路は、正常に動作することが可能となる。
【００２３】
また、請求項４に係る電力変換装置は、前記短絡開放手段は制御可能に構成され、前記スイッチング手段は、当該スイッチング手段を構成する前記第１の遮断手段それぞれの動作状態を検出する動作状態検出手段と、当該動作状態検出手段で前記第１の遮断手段の少なくとも何れか一つが非導通状態になったことを検出したとき前記短絡開放手段を開放状態に制御する短絡制御手段と、を備えることを特徴としている。
【００２４】
この請求項４に係る発明では、スイッチング手段を構成する第１の遮断手段の動作状態が動作状態検出手段によって検出され、何れかの第１の遮断手段が非導通状態となったことが検出されたときには、短絡制御手段によって、短絡開放手段が開放状態に制御される。つまり、第１の遮断手段の動作と連動して短絡開放手段が動作することになる。したがって、短絡手段に規定値以上の電流が流れる以前に、スイッチング素子の破損等による過電流の発生が検出された時点で短絡開放手段を作動させることが可能となり、短絡手段によるスイッチング回路間の短絡をより早い時点で開放することが可能となる。
【００２５】
また、請求項５に係る電力変換装置は、前記第１の遮断手段は、規定値以上の電流が流れるとき溶断する溶断手段であることを特徴としている。
この請求項５に係る発明では、第１の遮断手段は、溶断手段で構成されているから、過電流の発生に対し自動的に速やかにスイッチング素子をその入力側から切り離すことが可能となる。
また、請求項６に係る電力変換装置は、前記第２の遮断手段は、規定値以上の電流が流れるとき溶断する溶断手段であることを特徴としている。
この請求項６に係る発明では、第２の遮断手段は、溶断手段で構成されているから、過電流の発生に対し自動的に速やかに駆動回路をその高電源電位入力側から切り離すことが可能となる。
【００２６】
また、請求項７に係る電力変換装置は、前記第２の遮断手段は、前記第１の遮断手段が非導通状態になったとき、これに連動して非導通状態となるように構成されていることを特徴としている。
この請求項７に係る発明では、第２の遮断手段は、第１の遮断手段が非導通状態となったときにこれに連動して非導通状態となるように構成されているから、第２の遮断手段を流れる電流が規定値以上となる以前に、第１の遮断手段が作動した時点で、第２の遮断手段を作動させることができ、スイッチング素子の破損に起因した過電流の発生に対し、速やかに第２の遮断手段を作動させ、駆動回路を高電源電位入力側から切り離すことが可能となる。
【００２７】
また、請求項８に係る電力変換装置は、前記第１の遮断手段全ての動作状態を検出する全動作状態検出手段と、当該全動作状態検出手段で検出された第１の遮断手段全ての動作状態に応じて前記各駆動回路を駆動制御する制御手段と、前記全動作状態検出手段で前記第１の遮断手段の何れかが非導通状態となったことを検出したとき、この非導通状態となった第１の遮断手段を含むスイッチング回路を除いて電力変換制御を行う異常時継続運転が可能かどうかを判定する判定手段を備え、前記制御手段は、前記全動作状態検出手段で第１の遮断手段全てが導通状態であることが検出されるとき全てのスイッチング回路を用いて電力変換制御を行う通常運転手段と、前記全動作状態検出手段で前記第１の遮断手段の何れかが非導通状態となったことを検出し且つ前記判定手段で異常時継続運転可能と判定されたとき前記異常時継続運転を行う異常時継続運転手段と、前記判定手段で異常時継続運転不可と判定されたとき電力変換制御を停止する停止制御手段とを備えることを特徴としている。
【００２８】
この請求項８に係る発明では、電力変換装置に含まれる第１の遮断手段全ての動作状態が全動作状態検出手段によって検出され、この全動作状態検出手段での検出結果に応じて各スイッチング回路を構成する駆動回路が制御手段によって駆動され、また、何れかの第１の遮断手段の非導通状態が検出されたとき、この非導通状態が検出された第１の遮断手段が含まれるスイッチング回路を除いて電力変換制御を行う異常時継続運転が可能かどうかが判定手段によって判定される。そして、第１の遮断手段全てが導通状態であるときには通常運転手段によって各駆動回路が制御されて通常運転が行われる。また、第１の遮断手段のうち何れかが非導通状態であることが検出された場合であっても判定手段により異常時継続運転が可能と判定されるときには、異常時継続運転手段によって異常時継続運転が行われて、過電流が発生したスイッチング回路を除いて電力変換制御が行われ、さらに、判定手段によって異常時継続運転が不可と判定された時点で停止制御手段によって電力変換制御が停止される。
【００２９】
したがって、過電流が発生した場合であっても、異常時継続運転が可能である間は、継続して電力変換制御を行わせることが可能となる。
また、請求項９に係る電力変換装置は、前記判定手段は、非導通状態となった第１の遮断手段を備えたスイッチング回路を含むスイッチング手段において、他のスイッチング回路の第１の遮断手段が導通状態であるときには異常時継続運転可能と判定するようになっていることを特徴としている。
【００３０】
この請求項９に係る発明では、前記判定手段は、非導通状態となった第１の遮断手段を備えたスイッチング回路を含むスイッチング手段において、他のスイッチング回路の第１の遮断手段が導通状態であるときには、異常時継続運転可能と判定する。ここで、スイッチング手段は、複数のスイッチング回路で構成されているから、これらのうち、何れかのスイッチング回路が正常であれば、その性能は低下するものの、スイッチング手段として動作させることが可能である。したがって、異常時継続運転可能かどうかを的確に判断することが可能となる。
さらに、請求項１０に係る電力変換装置は、前記スイッチング素子は、電力用半導体素子であることを特徴としている。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態を説明する。
まず、第１の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用した電力変換装置の一例を示す概略構成図であって、３相のインバータを構成している。
このインバータは図１に示すように、ＩＧＢＴ３ａ及び３ｂが並列に接続されて一つのスイッチング部ＳＷを構成し、このスイッチング部ＳＷが二つ直列に接続され、この直列に接続されたスイッチング部ＳＷが直流電源１の両端に３つ並列に接続され、合計６個のスイッチング部ＳＷ１１〜ＳＷ３２によって３相のインバータ回路２を構成している。
【００３２】
そして、各ＩＧＢＴ３ａ及び３ｂは、図２に示すように、これらＩＧＢＴ３ａ、３ｂを駆動制御するためのゲート駆動回路５ａ及び５ｂをそれぞれ個別に備えている。図２では一つのスイッチング部ＳＷについてのみ記載しているが、各スイッチング部ＳＷ１１〜ＳＷ３２毎に、各ＩＧＢＴ３ａ、３ｂはそれぞれゲート駆動回路５ａ及び５ｂを備えている。
【００３３】
各スイッチング部ＳＷ１１〜ＳＷ３２のゲート駆動回路５ａ及び５ｂは、共通のゲート駆動用電源１１から電源供給が行われ、また、各ゲート駆動回路５ａ及び５ｂは、上位制御装置５０によって制御されるようになっている。
また、図２に示すように、各ＩＧＢＴ３ａ及び３ｂのコレクタ側には、ＩＧＢＴ３ａ及び３ｂをコレクタ電位側と絶縁するためのヒューズ３１ａ及び３１ｂがそれぞれ介挿されている。また、ゲート駆動回路５ａの正側電源入力部にはゲート駆動回路５ａ、５ｂを、ゲート駆動回路５の正側電位と絶縁するためのヒューズ３２ａ、３２ｂがそれぞれ設けられている。
【００３４】
前記ヒューズ３１ａ、３１ｂは、対向するアーム側のＩＧＢＴ３が破壊したことに起因する過電流により溶断しないものを適用する。２並列システムにおいては、例えば、ＩＧＢＴ単体の短絡電流の２倍程度の定格動作電流値を有するヒューズを適用する。また、前記ヒューズ３２ａ、３２ｂは、正常時にヒューズ３２ａ、３２ｂを流れる電流値に応じて設定された規定値以上の電流が流れるとき溶断する定格動作電流値を有するヒューズを適用する。
【００３５】
また、前記ＩＧＢＴ３ａ及び３ｂのコレクタ側に設けられたヒューズ３１ａ及び３１ｂは、溶断したときこれを通知することの可能な溶断表示接点を有するヒューズで構成され、各ヒューズ３１ａ、３１ｂは、溶断されたときに、ＨＩＧＨレベルとなる作動信号を出力するようになっている。そして、各スイッチング部ＳＷ１１〜ＳＷ３２の各ヒューズ３１ａ、３１ｂの作動信号Ｓ１１ａ〜Ｓ３２ｂは、上位制御装置５０に入力される。
【００３６】
図３は、上位制御装置５０の機能構成を表す機能ブロック図である。
図３に示すように、上位制御装置５０は、各ＩＧＢＴ３に設けられたヒューズ３１の作動状況を表す作動信号Ｓ１１ａ〜Ｓ３２ｂを入力し、これに基づき、インバータ回路２を、正常運転させるか、１００％駆動することはできないものの可能な範囲で作動させる異常時継続運転を行うか、運転停止させるかを判断する動作モード判断部５１を備えている。そして、各ＩＧＢＴ３に設けられたヒューズ３１の作動状況を表す作動信号Ｓ１１ａ〜Ｓ３２ｂが、全てＬＯＷレベルであって、各スイッチング部ＳＷ１１〜ＳＷ３２の各ＩＧＢＴ３を流れる電流値が正常である場合には、動作モード判断部５１は、正常運転を行うと判断し、正常運転制御部５２によって正常運転処理を実行し、公知の手順で各ゲート駆動回路を制御するための制御信号を生成し、これを各ゲート駆動回路５に出力する。また、動作モード判断部５１は、各ヒューズ３１の作動信号Ｓ１１ａ〜Ｓ３２ｂのうち、何れかがＨＩＧＨレベルであって、インバータ回路２を構成する何れかのＩＧＢＴ３に過電流が流れたことを検出したときには、インバータを継続運転させることが可能かどうかを判定する。例えば、スイッチング部ＳＷを構成する二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂに対応するヒューズ３１ａ、３１ｂが共に溶断されてはおらず、一方のＩＧＢＴは駆動可能な状態であり、インバータとして１００％駆動することはできないものの、引き続き運転させることが可能であると判定される場合には、異常時継続運転を行うと判断し、異常時継続運転制御部５３によって異常時継続運転処理を実行し、インバータを稼働可能な範囲で作動させるための制御信号を生成し、これを各ゲート駆動回路５に出力する。また、各ヒューズ３１の作動信号Ｓ１１ａからＳ３２ｂのうち、スイッチング部ＳＷを構成する二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂに対応するヒューズ３１ａ、３１ｂが共に溶断されている場合には、動作モード判断部５１では、インバータとして作動不可であり運転停止と判断し、運転停止制御部５４によって、公知の手順でインバータを完全停止させるための制御信号を生成し、これを各ゲート駆動回路５に出力する。
【００３７】
なお、前記上位制御装置５０は、マイクロコンピュータ等の演算処理装置で構成し、図３に示す処理をソフトウェアで実行するようにしてもよく、また、ハードウェア、或いはソフトウェア、ハードウェアを組み合わせて構成するようにしてもよい。
また、ここでは、上述のように、並列に接続された二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂに対応するヒューズ３１ａ、３１ｂが共に溶断されたかどうかに基づいて異常時運転継続処理を行うかどうか、或いは運転停止させるかを判断するようにした場合について説明したが、これに限るものではなく、負荷の種類やその用途等に応じて、要求されるインバータの機能の程度に応じて異常時継続運転を実行するか或いは運転を停止するかを判断するようにすればよい。
【００３８】
次に、上記第１の実施の形態の動作を説明する。
今、図１に示すように、ＩＧＢＴ３ａ、３ｂが並列に接続されたスイッチング部ＳＷによって構成される３相のインバータ回路２が、何ら異常が発生することなく正常に動作している場合には、各ＩＧＢＴ３に対応して設けられたヒューズ３１からの作動信号Ｓ１１ａ〜Ｓ３２ｂは全てＬＯＷレベルとなる。したがって、上位制御装置５０の動作モード判断部５１では、正常運転可能と判断し、正常運転制御部５２によって正常運転処理を実行し、公知の手順で各ゲート駆動回路５への制御信号Ｓｃを生成しこれを各ゲート駆動回路５に出力する。
【００３９】
各ゲート駆動回路５では、共通のゲート駆動用電源１１を電源として作動し、通知された制御信号Ｓｃに応じて公知の手順で、スイッチング素子１２及び１３をオンオフ制御して、ＩＧＢＴ３のゲート電圧を制御する。これによって、各ＩＧＢＴ３がオンオフ動作し、直流電源１の直流電力を交流電力に変換して負荷としてのモータＭに供給しモータＭを駆動制御する。また、このとき、各スイッチング部ＳＷ１１〜ＳＷ３２は、並列に接続された二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂで構成されているから、インバータの大容量化を図ることができる。
【００４０】
この状態から、例えば、何れかのスイッチング部例えばＳＷ１１において、一方のＩＧＢＴ、例えば３ａに異常が発生し、前記図１２で述べたように、ＩＧＢＴ３ａに過電流が流れると共に、ＩＧＢＴ３ａ、抵抗Ｒａ、スイッチング素子１２ａ、ゲート駆動用電源１１の経路で過電流が流れると、ＩＧＢＴ３ａのコレクタ側に設けたヒューズ３１ａが溶断され、また、ゲート駆動回路５ａの正側電源側に設けたヒューズ３２ａが溶断されることになる。このとき、対向アーム側のスイッチング部ＳＷ１２側にも過電流が流れることになるが、ヒューズ３１は、対向アーム側の異常に起因する過電流によっては作動しないように形成されているから、溶断されない。
【００４１】
このように過電流によってヒューズ３１ａ及び３２ａが溶断されると、異常が発生したＩＧＢＴ３ａが、そのコレクタ側電位と絶縁され、また、このＩＧＢＴ３ａを駆動するゲート駆動回路５ａがゲート駆動用電源１１の正側電源電位と絶縁されることになり、つまり、図４に示すように、異常が発生したＩＧＢＴ３ａ及びゲート駆動回路５ａがインバータ回路２及びゲート駆動用電源１１から電気的に切り離されることになる。
【００４２】
そして、ヒューズ３１ａが溶断されたことから、作動信号Ｓ１１ａがＨＩＧＨレベルとして出力されるため、これを受けた上位制御装置５０では、動作モード判断部５１において、継続運転が可能であるかどうかを判定する。この場合、スイッチング部ＳＷ１１を構成する二つのＩＧＢＴ３ａ及び３ｂのうち、一方のＩＧＢＴ３ａのみが溶断され、他方のＩＧＢＴ３ｂは正常に動作可能であるから継続運転が可能と判断し、異常時継続運転処理を実行する。つまり、例えば、最大許容電流値を低減する等の対処を行い、異常が発生したＩＧＢＴ３ａは用いず、他の正常なＩＧＢＴを駆動することによりインバータ動作させる。
【００４３】
ここで、異常が発生したＩＧＢＴ３ａをインバータ回路２に接続したままの状態とした場合、前記図１２で説明したように、ＩＧＢＴ３ａ、スイッチング素子１２、ゲート駆動用電源１１を経由して過電流が流れることになり、場合によっては、ゲート駆動用電源１１の故障に至る場合もある。しかしながら、ヒューズ３１ａによって、異常が発生したＩＧＢＴ３ａをインバータ回路２から切り離すと共に、ヒューズ３２ａによって、異常が発生したＩＧＢＴ３ａに対応するゲート駆動回路５ａをゲート駆動用電源１１の正側電位と絶縁するようにしているから、異常が発生したＩＧＢＴ３ａ及びゲート駆動回路５ａによって、ゲート駆動用電源１１或いは他方のゲート駆動回路５ｂ、ＩＧＢＴ３ｂに悪影響を及ぼすことを回避することができる。
【００４４】
したがって、正常なＩＧＢＴ３については通常と同様に駆動制御を行うことができ、図４に示すように、スイッチング部ＳＷ１１のＩＧＢＴ３ａが除去された正常なＩＧＢＴ３で構成されるインバータ回路２として動作可能となる。よって、異常時継続運転を行うことによって、引き続きモータＭを駆動制御することができる。このとき、その最大許容電流値を低減する等の対処を行っているため、インバータとして１００％駆動させることはできないが、駆動可能な範囲でモータＭを駆動制御することができる。
【００４５】
この状態から、別のスイッチング部例えばＳＷ２２において一方のＩＧＢＴ例えば３ｂに異常が発生し過電流が流れると、上記と同様にまずＩＧＢＴ３ｂに対応するゲート駆動回路５ｂにおいて、ヒューズ３１ｂ、３２ｂが溶断され、ゲート駆動回路５ｂ及びＩＧＢＴ３ｂが絶縁される。また、ヒューズ３１ｂが溶断されたことから、その作動信号Ｓ２２ｂがＨＩＧＨレベルに切り替わり、これによって、上位制御装置５０では、スイッチング部ＳＷ２２のＩＧＢＴ３ｂに異常が発生し溶断されたことを認識する。
【００４６】
そして、上位制御装置５０では、他方のＩＧＢＴ３ａは正常であることから、継続運転可能と判断し、引き続き異常時継続運転を行う。このとき、スイッチング部ＳＷ１１のＩＧＢＴ３ａ及びスイッチング部ＳＷ２２のＩＧＢＴ３ｂがインバータ回路２から切り離されてはいるが、それぞれ他方のＩＧＢＴが正常であるからスイッチング部ＳＷ１１及びＳＷ２２としては動作可能である。したがって、正常時よりもその性能は低下するものの引き続きモータＭを駆動制御することができる。
【００４７】
さらにこの状態から、スイッチング部ＳＷ２２の他方のＩＧＢＴ３ａも異常となると、上記と同様にしてＩＧＢＴ３ａが絶縁されさらにそのゲート駆動回路３ａもゲート駆動用電源１１と絶縁される。そして、スイッチング部ＳＷ２２のＩＧＢＴ３ａに対応するヒューズ３１ａの作動信号Ｓ２２ａがＨＩＧＨレベルに切り替わる。したがって、スイッチング部ＳＷ２２のＩＧＢＴ３ａ及び３ｂに対応するヒューズ３１ａ、３１ｂの作動信号Ｓ２２ａ、Ｓ２２ｂが共にＨＩＧＨレベルとなるから、上位制御装置５０の動作モード判断部５１では、スイッチング部ＳＷ２２を構成するＩＧＢＴ３ａ、３ｂは共に異常であって以後インバータ回路２を動作させることは不可と判断し、運転停止処理を実行し、インバータを停止させる。したがって、この時点で、モータＭの駆動制御が停止される。
【００４８】
このように、二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂを並列に接続し、一方に異常が発生した場合でも、この異常が発生したＩＧＢＴ及びそのゲート駆動回路をインバータ回路２及びゲート駆動用電源１１と絶縁することで、ＩＧＢＴの異常に起因して、インバータの他の正常な箇所に悪影響が及ぶことを回避することができる。したがって、一方のＩＧＢＴが異常となった場合であっても他方のＩＧＢＴは有効であるから、これを用いてインバータ回路２を作動させることができる。したがって、並列に接続されたＩＧＢＴ３ａ、３ｂの一方に異常が発生した場合であっても他方のみを駆動させることによって、引き続きインバータとして動作させることができる。
【００４９】
よって、何れかのＩＧＢＴにおいて異常が発生した場合であっても、インバータとしての出力性能は低減されるものの、引き続き継続運転を行うことができる。したがって、特に、電気自動車等、１００％の機能を発揮することができなくてもできる限り継続運転が必要とされるシステムにおいて、好適である。
また、上述のように、ヒューズ３１ａ、３１ｂを、ＩＧＢＴ３のコレクタ側に設けるようにしているから、直流電源１の正側電位と、異常が発生したＩＧＢＴ及びそのゲート駆動回路とを絶縁することができる。
【００５０】
また、ヒューズ３２ａ、３２ｂを、ゲート駆動回路５ａ、５ｂの、正側電源入力側に設けるようにしているから、ゲート駆動用電源１１から異常が発生したＩＧＢＴのゲートを介して電流が流れることを回避することができ、スイッチング素子１２の破壊等といった、二次故障を防止することができる。
なお、さらに、ゲート駆動回路５の負側電源入力側にもヒューズを設け、ヒューズ３２と連動させるようにしてもよい。このようにすることによって、より確実にゲート駆動回路５をゲート駆動用電源１１から切り離すことができる。
【００５１】
次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。
図５は、第２の実施の形態における、ゲート駆動回路５及びＩＧＢＴ３部分のの構成を示したものである。
この第２の実施の形態におけるゲート駆動回路５は、上記図２に示す第１の実施の形態におけるゲート駆動回路５において、スイッチング部ＳＷを構成する一対のＩＧＢＴ３ａ及び３ｂのゲート端子間を短絡する短絡線２０が設けられている。なお、前記図２と同一部には同一符号を付与しその詳細な説明は省略する。
【００５２】
そして、この第２の実施の形態においては、上記第１の実施の形態と同様に、各ＩＧＢＴ３ａ、３ｂのコレクタ側にヒューズ３１ａ、３１ｂがそれぞれ設けられ、ゲート駆動回路５ａ、５ｂの正側電源入力部にヒューズ３２ａ、３２ｂが設けられ、さらに、前記短絡線２０に、ＩＧＢＴ３ａ及び３ｂ間の短絡を遮断するためのヒューズ３３が介挿されている。そして、前記ヒューズ３１ａ及び３１ｂの作動信号は上位制御装置５０に入力され、上位制御装置５０では、インバータ回路２を構成する各ＩＧＢＴ３に対応するヒューズ３２からの作動信号Ｓ１１ａ〜Ｓ３２ｂを入力し、上記第１の実施の形態と同様に、継続運転可能かどうかを判断しこれに基づいて各ゲート駆動回路５への制御信号を生成する。
【００５３】
ここで、前記ヒューズ３３は、その定格動作電流値は、前記ヒューズ３２の定格動作電流値よりも小さくなるように設定される。つまり、ゲート駆動回路５を正側電源電位と絶縁するためのヒューズ３２よりも先に遮断されるようになっている。
つまり、前記図１３で説明したように、スイッチング部ＳＷを構成する二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂのうち、一方例えば３ａに異常が発生しこれに起因して過電流が流れる状態となった場合、異常が発生したＩＧＢＴ３ａのゲート駆動回路５ａに過電流が流れると共に、短絡線２０を介して他方のゲート駆動回路５ｂにも過電流が流れることになる。このため、異常が発生したＩＧＢＴ３ａに対応するゲート駆動回路５ａのヒューズ３２ａだけでなく、他方のゲート駆動回路５ｂのヒューズ３２ｂも作動することになって、正常なゲート駆動回路５ｂもゲート駆動用電源１１から切り離されてしまうことになる。したがって、正常なゲート駆動回路５ｂに対応するヒューズ３２が作動する以前に短絡線２０を遮断し、正常なゲート駆動回路５ｂ側に過電流が流れないようにしている。
【００５４】
次に、第２の実施の形態の動作を説明する。
今、図１に示すように、ＩＧＢＴ３ａ、３ｂが並列に接続されたスイッチング部ＳＷ１１〜ＳＷ３２によって構成された３相のインバータ回路２が、何ら異常が発生することなく正常に動作している場合には、各ＩＧＢＴ３に対応して設けられたヒューズ３１からの作動信号Ｓ１１ａ〜Ｓ３２ｂはＬＯＷレベルとなる。
したがって、上位制御装置５０の動作モード判断部５１では、正常運転可能と判断して、正常運転制御部５２によって正常運転処理を実行し、公知の手順で各ゲート駆動回路５への制御信号Ｓｃを生成しこれを各ゲート駆動回路５に出力する。
【００５５】
各ゲート駆動回路５では、共通のゲート駆動用電源１１を電源として作動し、通知された制御信号Ｓｃに応じて公知の手順で、スイッチング素子１２及び１３をオンオフ制御して、ＩＧＢＴ３のゲート電圧を制御する。これによって、各ＩＧＢＴ３がオンオフ動作し、直流電源１の直流電力を交流電力に変換して負荷としてのモータＭに供給しモータＭを駆動制御する。また、このとき、各スイッチング部ＳＷは、並列に接続された二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂで構成されているから、インバータの大容量化を図ることができる。
【００５６】
また、このとき、対をなすＩＧＢＴ３ａ及び３ｂのゲート端子は、短絡線２０によって短絡されているから、ＩＧＢＴ３ａ及び３ｂ間での動作タイミングを同期させることができ、高精度にインバータ制御を行うことができる。
この状態から、例えば、何れかのスイッチング部例えばＳＷ１１において、一方のＩＧＢＴ、例えば３ａに異常が発生すると、前記図１３で説明したように、ＩＧＢＴ３ａに過電流が流れ、また、ＩＧＢＴ３ａ、スイッチング素子１２、ゲート駆動用電源１１の経路で過電流が流れると共に、ＩＧＢＴ３ａから短絡線２０を介して他方のゲート駆動回路５ｂ側にも過電流が流れる。そして、ヒューズ３３を流れる過電流が、ヒューズ３３の動作電流値を超えると、ヒューズ３３が溶断され、短絡線２０が遮断される。これによって、短絡線２０からゲート駆動回路５ｂ及びゲート駆動用電源１１側への過電流の流れが遮断される。そして、さらにゲート駆動回路５ａ側に流れる過電流値が増加し、ヒューズ３１ａ、３２ａの動作電流値を超えると、ＩＧＢＴ３ａがそのコレクタ電位と絶縁され、また、ゲート駆動回路５ａがその正側電位と絶縁され、前記図４に示すように、ＩＧＢＴ３ａ及びゲート駆動回路５ａが、インバータから切り離されることになる。
【００５７】
このとき、対向アーム側のスイッチング部ＳＷ１２側にも過電流が流れることになるが、ヒューズ３１ｂは、対向アーム側の異常に起因する過電流によっては作動しないように形成されているから、溶断されない。
そして、ヒューズ３１ａが溶断状態となったことから、作動信号Ｓ１１ａがＨＩＧＨレベルとして出力されるため、これを受けた上位制御装置５０では、その動作モード判断部５１において、継続運転が可能であるかどうかを判定する。そして、この場合、スイッチング部ＳＷ１１を構成する二つのＩＧＢＴ３ａ及び３ｂのうち、一方のＩＧＢＴ３ａのみが溶断され、他方のＩＧＢＴ３ｂは正常に動作可能であるから、継続運転が可能と判断し、異常時継続運転処理を実行する。
つまり、例えば、最大許容電流値を低減する等の対処を行い、異常が発生したＩＧＢＴ３ａは用いず、他の正常なＩＧＢＴを駆動することによりインバータ動作を行う。
【００５８】
これによって、インバータが動作可能となるから、引き続き負荷としてのモータＭを駆動制御することができる。このとき、その最大許容電流値を低減する等の対処を行っているため、インバータとしての性能は低下するが、引き続きモータＭを駆動制御することが可能となる。
ここで、異常が発生したＩＧＢＴ３ａをインバータ回路２に接続したままの状態とした場合、前記図１３で説明したように、ＩＧＢＴ３ａ、スイッチング素子１２ａ、ゲート駆動用電源１１を経由して過電流が流れることになり、場合によっては、ゲート駆動用電源１１が故障する場合がある。しかしながら、ヒューズ３１ａによって、異常が発生したＩＧＢＴ３ａを絶縁すると共に、ヒューズ３２ａによって、異常が発生したＩＧＢＴ３ａに対応するゲート駆動回路５ａをゲート駆動用電源１１と絶縁するようにしているから、異常が発生したＩＧＢＴ３ａ及びゲート駆動回路５ａによって、ゲート駆動用電源１１或いは他方のゲート駆動回路５ｂ、ＩＧＢＴ３ｂに悪影響を及ぼすことを回避することができる。
【００５９】
また、このとき、短絡線２０によって、ゲート駆動回路５ａ及び５ｂが接続されているため、ゲート駆動回路５ｂ側にも過電流が流れることになるが、ヒューズ３３によって、短絡を遮断するようにしているから、短絡線２０を介して正常なゲート駆動回路５ｂ側に過電流が流れ、悪影響を及ぼすことを回避することができる。
【００６０】
したがって、この場合も、上記第１の実施の形態と同様に、異常が発生したＩＧＢＴ及びそのゲート駆動回路を切り離すことで、スイッチング回路ＳＷを構成する二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂのうち、異常の発生していないＩＧＢＴ及びゲート駆動回路については、正常に動作させることができる。したがって、スイッチング部ＳＷを構成する二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂのうち、何れか一方に異常が発生した場合であっても異常が発生していない方を引き続き駆動することで、インバータとしての出力性能は多少低下するものの、継続してインバータ動作を行うことができる。
【００６１】
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。
この第３の実施の形態は、図６に示すように、上記第１の実施の形態において、ヒューズ３２ａ、３２ｂに替えて、コンタクタ等の外部からの制御信号により開閉制御可能なリレー回路３５ａ、３５ｂを設けたものである。
このリレー回路３５ａ、３５ｂは、ＩＧＢＴ３ａ、３ｂのコレクタ側に設けられたヒューズ３１ａ、３１ｂの作動信号に応じて動作し、ヒューズ３１ａが溶断状態となりその作動信号がＨＩＧＨレベルに切り替わったときに、前記リレー回路３５ａが開放状態に制御され、また、ヒューズ３１ｂが溶断状態となりその作動信号がＨＩＧＨレベルに切り替わったときに、前記リレー回路３５ｂが開放状態に制御されるようになっている。
【００６２】
したがって、この場合も上記第１の実施の形態と同等の作用効果を得ることができると共に、この第３の実施の形態においては、ヒューズ３１ａ、３１ｂの溶断と連動してそれぞれ対応するリレー回路３５ａ、３５ｂが開放状態に制御される。したがって、ＩＧＢＴ３ａ、３ｂに異常が発生しヒューズ３１ａ、３１ｂが溶断された時点で、対応するゲート駆動回路もその正側電位と絶縁されることになるから、過電流の発生に伴ってより速やかにゲート駆動回路を絶縁することができ、インバータの他の正常な箇所に悪影響が及ぼされることをより速やかに回避することができる。
次に、本発明の第４の実施の形態を説明する。
この第４の実施の形態は、図７に示すように、上記第２の実施の形態において、ヒューズ３２ａ、３２ｂ及びヒューズ３３に替えて、コンタクタ等の外部からの制御信号により開閉制御可能なリレー回路３５ａ、３５ｂ及び３６を設けたものである。
【００６３】
前記リレー回路３５ａ、３５ｂは、上記第３の実施の形態と同様に、ＩＧＢＴ３ａ、３ｂのコレクタ側に設けられたヒューズ３１ａ、３１ｂの作動信号に応じて動作し、ヒューズ３１ａが溶断状態となりその作動信号がＨＩＧＨレベルに切り替わったときに、前記リレー回路３５ａが開放状態に制御され、また、ヒューズ３１ｂが溶断状態となりその作動信号がＨＩＧＨレベルに切り替わったときに、前記リレー回路３５ｂが開放状態に制御される。また、前記リレー回路３６は、前記ヒューズ３１ａ及び３１ｂの作動信号に応じて動作し、これらヒューズ３１ａ及び３１ｂの何れかの作動信号がＨＩＧＨレベルとなったときに開放状態に制御されるようになっている。具体的には、前記ヒューズ３１ａ及び３１ｂの作動信号が入力されるＯＲ回路３７が設けられ、このＯＲ回路３７の出力に応じてリレー回路３６が開放制御され、ＯＲ回路３７の出力がＨＩＧＨレベルのときにリレー回路３６は開放状態に制御されるようになっている。
【００６４】
したがって、この場合も上記第２の実施の形態と同等の作用効果を得ることができると共に、この第４の実施の形態においては、ヒューズ３１ａ、３１ｂの溶断と連動してリレー回路３６が開放状態に制御されると共に、それぞれ対応するリレー回路３５ａ、３５ｂが開放状態に制御される。したがって、ＩＧＢＴ３ａ、３ｂに異常が発生しヒューズ３１ａ、３１ｂが溶断された時点で、短絡線２０が遮断されると共に、対応するゲート駆動回路もその正側電位と絶縁されることになるから、過電流の発生に伴ってより速やかにゲート駆動回路を絶縁することができ、インバータの他の正常な箇所に悪影響が及ぼされることをより速やかに回避することができる。
【００６５】
なお、上記各実施の形態においては、２つのＩＧＢＴ３ａ及び３ｂを並列に接続しスイッチング部ＳＷを構成するようにした場合について説明したが、これに限るものではなく、３つ或いはそれ以上のＩＧＢＴを並列に接続してスイッチング部ＳＷを構成するようにしてもよい。
また、上記各実施の形態においては、３相のインバータに適用した場合について説明したが、これに限るものではなく、任意の相数のインバータに適用することができる。また、インバータに適用した場合について説明したが、これに限るものではなく、コンバータ、チョッパ回路等といった電力変換装置であっても適用することができ、また、ＩＧＢＴに関わらずＭＯＳＦＥＴや電力制御用に用いられる電力用半導体素子に適用することもできる。
【００６６】
また、上記各実施の形態においては、ゲート駆動用電源１１にスイッチング素子１２及び１３を直列に接続し、このスイッチング素子１２及び１３間の電位をＩＧＢＴ３に供給することにより、ＩＧＢＴ３を制御するようにしたゲート駆動回路に適用した場合について説明したが、これに限るものではなく、ＩＧＢＴ３を駆動制御することができればどのような回路構成のゲート駆動回路であっても適用することができる。
【００６７】
また、上記各実施の形態においては、ヒューズ３１〜３３、或いはヒューズ３１の作動信号によって開放制御されるリレー回路３５、３６を用いた場合について説明したが、これに限るものではなく、ヒューズ３１〜３３、リレー回路３５、３６に替えて、コンタクタや半導体スイッチ等の遮断回路を設け、各遮断回路を流れる電流値を例えばＣＴやシャント抵抗等を用いて計測し、この電流値が規定値を超えるときに、遮断回路を開放状態に制御するようにしてもよいことはいうまでもない。
また、上記第２及び第４の実施の形態においては、二つのＩＧＢＴ３ａ、３ｂのゲート端子間を短絡線２０によって短絡するようにした場合について説明したが、これに限るものではなく、短絡線２０に抵抗を介挿し、あるインピーダンスによって短絡するようにすることも可能である。
【００６８】
なお、上記各実施の形態において、ＩＧＢＴ３ａ及び３ｂがスイッチング素子に対応し、ゲート駆動回路５ａ及び５ｂが駆動回路に対応し、ＩＧＢＴ３及びそのゲート駆動回路５がスイッチング回路に対応し、ＩＧＢＴ３ａ、３ｂ及びそのゲート駆動回路５ａ、５ｂがスイッチング手段に対応し、ヒューズ３１が第１の遮断手段に対応し、ヒューズ３２又はリレー回路３５が第２の遮断手段に対応し、短絡線２０が短絡手段に対応し、ヒューズ３３又はリレー回路３６が短絡開放手段に対応し、各ＩＧＢＴ３がその作動信号を出力する処理及び図７のＯＲ回路３７が動作状態検出手段に対応し、また、動作状態検出手段が短絡制御手段に対応し、各ＩＧＢＴ３がその作動信号を出力する処理及び上記制御装置５０で各作動信号を入力する処理が全動作状態検出手段に対応し、図３の動作モード判断部５１が判定手段に対応し、正常運転制御部５２が通常運転手段に対応し、異常時継続運転制御部５３が異常時継続運転手段に対応し、運転停止制御部５４が停止制御手段に対応し、正常運転制御部５２、異常時継続運転制御部５３及び運転停止制御部５４が制御手段に対応している。
【００６９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の請求項１に係る電力変換装置によれば、スイッチング素子とこのスイッチング素子駆動用の駆動回路とからなるスイッチング回路が複数並列に接続された一つのスイッチング手段を構成し、このスイッチング手段を用いて電力変換装置を構成し、このとき、スイッチング回路のスイッチング素子の入力側及び駆動回路の高電源電位入力側に、それぞれ規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第１の遮断手段及び第２の遮断手段を介挿するようにしたから、スイッチング手段を構成する、あるスイッチング素子に過電流が発生した場合等には、第１の遮断手段及び第２の遮断手段によって、過電流が発生したスイッチング素子及びその駆動回路をスイッチング素子の入力側及び駆動回路の高電源電位入力側で電力変換装置から切り離すことで、電力変換装置の一部が破損した場合であっても、電力変換装置として完全な機能を発揮することはできないものの、電力変換装置として駆動させることができる。
【００７０】
また、請求項２に係る電力変換装置によれば、スイッチング素子とこのスイッチング素子駆動用の駆動回路とからなるスイッチング回路が複数並列に接続され且つスイッチング素子の制御端子間を短絡手段により短絡した一つのスイッチング手段を構成し、このスイッチング手段を用いて電力変換装置を構成し、このとき、スイッチング回路のスイッチング素子の入力側及び駆動回路の高電源電位入力側に、それぞれ規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第１の遮断手段及び第２の遮断手段を介挿すると共に、短絡開放手段により、規定値以上の電流が流れるときに短絡手段による短絡を開放するようにしたから、スイッチング手段を構成する、あるスイッチング素子に過電流が発生した場合等には、第１の遮断手段、第２の遮断手段及び短絡開放手段によって、過電流が発生したスイッチング素子及びその駆動回路をスイッチング素子の入力側及び駆動回路の高電源電位入力側で電力変換装置から切り離すと共に、スイッチング回路間の短絡を開放することで、電力変換装置の一部が破損した場合であっても、電力変換装置として完全な機能を発揮することはできないものの、電力変換装置として駆動させることができる。
【００７１】
また、請求項３に係る電力変換装置によれば、前記短絡開放手段が作動する電流の規定値は、前記第２の遮断手段が作動する電流の規定値よりも小さな値に設定するようにしたから、短絡手段を介して正常なスイッチング回路側に過電流が流れることで第２の遮断手段が作動することを確実に回避することができ、正常なスイッチング回路が電力変換装置から切り離されることを確実に回避することができる。
【００７２】
また、請求項４に係る電力変換装置によれば、何れかの第１の遮断手段が非導通状態となったことが検出されたときには、短絡制御手段によって、短絡開放手段を開放状態に制御し、第１の遮断手段と連動して短絡開放手段を作動させるようにしたから、短絡手段によるスイッチング回路間の短絡をより早い時点で開放させることができる。
また、請求項５に係る電力変換装置によれば、前記第１の遮断手段を溶断手段で構成したから、過電流の発生に対し自動的に速やかにスイッチング素子をその入力側から切り離すことができる。
【００７３】
また、請求項６に係る電力変換装置によれば、前記第２の遮断手段を溶断手段で構成したから、過電流の発生に対し自動的に速やかに駆動回路をその高電源電位入力側から切り離すことができる。
また、請求項７に係る電力変換装置によれば、第２の遮断手段を、第１の遮断手段と連動して非導通状態に制御するようにしたから、スイッチング素子の破損に起因した過電流の発生に対し、速やかに第２の遮断手段を作動させ、駆動回路を高電源電位入力側から切り離すことができる。
【００７４】
また、請求項８に係る電力変換装置によれば、第１の遮断手段全ての動作状態を検出し、何れかの第１の遮断手段の非導通状態が検出されたとき、異常時継続運転が可能かどうかを判定手段によって判定し、第１の遮断手段全てが導通状態であるときには通常運転手段により通常運転を行い、第１の遮断手段のうち何れかが非導通状態であることが検出された場合であっても判定手段により異常時継続運転が可能と判定されるときには、異常時継続運転手段によって異常時継続運転を行い、判定手段によって異常時継続運転が不可と判定された時点で停止制御手段によって電力変換制御を停止するようにしたから、スイッチング素子に過電流が発生した場合であっても、異常時継続運転が可能である間は、継続して電力変換制御を行わせることができる。
【００７５】
また、請求項９に係る電力変換装置によれば、非導通状態となった第１の遮断手段を備えたスイッチング回路を含むスイッチング手段において、他のスイッチング回路の第１の遮断手段が導通状態であるときには異常時継続運転可能と判定するようにしたから、異常時継続運転可能かどうかを的確に判断することができる。
さらに、請求項１０に係る電力変換装置によれば、スイッチング素子として電力用半導体素子を用いるようにしたから、高電圧高電流の電力変換装置において、一部の電力用半導体素子が破損した場合であっても、継続運転を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したインバータの一例を示す概略回路図である。
【図２】第１の実施の形態における、図１のスイッチング部ＳＷ及びそのゲート駆動回路の一例を示す回路図である。
【図３】図１の上位制御装置５０の機能構成を示す機能構成図である。
【図４】第１の実施の形態の動作説明に供する説明図である。
【図５】第２の実施の形態における、図１のスイッチング部ＳＷ及びそのゲート駆動回路の一例を示す回路図である。
【図６】第３の実施の形態における、図１のスイッチング部ＳＷ及びそのゲート駆動回路の一例を示す回路図である。
【図７】第４の実施の形態における、図１のスイッチング部ＳＷ及びそのゲート駆動回路の一例を示す回路図である。
【図８】従来のインバータの一例を示す概略回路図である。
【図９】従来のゲート駆動回路の一例を示す回路図である。
【図１０】ＩＧＢＴ及びゲート駆動回路を対とし、これらを２対並列に接続した場合の一例である。
【図１１】従来のインバータにおける、過電流の流れる経路を表す説明図である。
【図１２】従来のインバータにおける、過電流の流れる経路を表す説明図である。
【図１３】従来のインバータにおける、過電流の流れる経路を表す説明図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ インバータ回路
３、３ａ、３ｂ ＩＧＢＴ
４、４ａ、４ｂ ダイオード
５、５ａ、５ｂ ゲート駆動回路
１１ ゲート駆動用電源
１２、１２ａ、１２ｂ スイッチング素子
１３、１３ａ、１３ｂ スイッチング素子
１５、１５ａ、１５ｂ 信号作成装置
３１、３１ａ、３１ｂ ヒューズ
３２、３２ａ、３２ｂ ヒューズ
３３ ヒューズ
３５、３５ａ、３５ｂ リレー回路
３６ リレー回路
３７ ＯＲ回路
１０、５０ 上位制御装置[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device such as an inverter that includes a power semiconductor element such as an IGBT.
[0002]
[Prior art]
In general, power converters such as inverters and choppers are configured by power semiconductor elements such as IGBTs.
FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of a main circuit when an inverter is configured using an IGBT. In the figure, 1 is a DC power source, and 2 is an inverter circuit. In the case of AC input, a rectifier and an electrolytic capacitor are provided instead of the DC power source 1.
[0003]
The inverter circuit 2 includes, for example, six sets of IGBTs 3 that are voltage-driven power devices and diodes 4 connected in antiparallel to the IGBTs 3. The IGBT 3 is driven by a gate drive circuit 5, and the gate drive circuit 5 is provided for each set of the IGBT 3 and the diode 4. In FIG. 8, only one gate drive circuit 5 is shown, but in reality, a gate drive circuit 5 is provided for each IGBT 3.
[0004]
Then, the gate drive circuit 5 performs on / off control of the IGBT 3 in accordance with the control signal Sc from the host control device 10, whereby the inverter circuit 5 operates as an inverter to drive and control the motor M as a load. Yes.
FIG. 9 is a circuit diagram showing an example of the gate drive circuit 5. The gate drive power supply 11 for the gate drive circuit 5 is connected to a turn-on switching element 12 and a turn-off circuit composed of, for example, a transistor. Switching elements 13 are connected in series. The potential between the switching elements 12 and 13 and the potential between the switching element 13 for turning off and the gate driving power supply 11 are applied between the gate and the emitter of the IGBT 3 via the resistor R.
[0005]
A signal generation device 15 for driving and controlling the switching elements 12 and 13 is connected in parallel with the gate driving power source 11 and the switching elements 12 and 13 connected in series. The switching element 12 or 13 is controlled in response to the control signal Sc from the host controller 10, and when one of these is turned on, the potential between the switching elements 12 and 13 changes, that is, The IGBT 3 is turned on and off by changing the potential to the gate terminal of the IGBT 3.
[0006]
Further, as shown in FIG. 10, for the purpose of increasing the capacity of the inverter, the switching circuit includes the IGBT 3 to which the diode 4 is connected in anti-parallel and the gate driving circuit 5 for driving the diode shown in FIG. The IGBT 3a to which the diode 4a is connected in antiparallel and the IGBT 3b to which the diode 4b is connected in antiparallel are connected in parallel, and similarly, the gate drive circuit 5a and the gate drive circuit 5b are connected in parallel. An inverter or the like that is regarded as one switching means and that is configured by connecting six switching means in parallel to form a three-phase inverter has been proposed.
[0007]
In this way, when two IGBTs are connected in parallel to form one switching means, each gate drive circuit 5 (5a, 5b) is driven by a common gate drive power supply 11 as shown in FIG. In addition, each gate drive circuit 5 (5a, 5b) is driven and controlled by the host controller 10.
In addition, when two IGBTs 3a and 3b are connected in parallel as described above, the gate terminals of the IGBTs 3a and 3b are connected by a short-circuit line 20 in order to balance the switching between the IGBTs 3a and 3b. I have to.
[0008]
By the way, in the inverter main circuit shown in FIG. 8, when an abnormality occurs in one of the IGBTs 3 and fails or is destroyed, the gate, collector, and emitter of the IGBT 3 may be short-circuited in some cases, and FIG. As indicated by the broken line L1, a short-circuit current from the DC power source 1 flows between the collector and the emitter of the IGBT 3 at the moment of destruction, and further, as indicated by the broken line L2, the gate terminal of the IGBT 3, the resistor R, the switching element 12, A short-circuit current may flow to the gate drive circuit 5 through the gate drive power supply 11 in some cases. Since the short-circuit current indicated by the broken line L2 is sufficiently larger than the allowable current in the gate drive circuit 5, the switching elements 12 and 13 of the gate drive circuit 5 fail, resulting in failure of the gate drive circuit 5. Sometimes.
[0009]
Further, when the gate drive circuit 5 fails in this way, as shown by a broken line L3 in FIG. 11B, the gate drive power supply 11 for driving the gate drive circuit 5 and the paths of the switching elements 12 and 13 are used. In some cases, a short-circuit current may flow, and eventually the gate drive power supply 11 may fail.
In addition, as shown in FIG. 10, when two IGBTs 3a and 3b are connected in parallel and an inverter is formed using this as one switching means, there is an abnormality in one of the IGBTs 3a and 3b connected in parallel. When this occurs, as shown in FIG. 12, a short-circuit current (broken line L1) flows between the collector and emitter of the IGBT in which an abnormality has occurred, and in the case of FIG. 12, the IGBT 3a, gate, as in FIG. A short-circuit current flows through the gate drive circuit 5a through the resistance R of the drive circuit 5a, the path of the switching element 12 and the power supply 11 for gate drive (broken line L2).
For this reason, an abnormality occurs in the switching element 12 or the switching element 13, and the gate drive power supply 11 may eventually fail as described above.
[0010]
Further, when the gate terminals of the IGBTs 3a and 3b connected in parallel are short-circuited, as shown in FIG. 13, a short-circuit current flows through a path indicated by broken lines L1 and L2, and further, a broken line L4 indicates. As described above, the short-circuit current flows also to the gate drive circuit 5b side of the normal IGBT 3b via the short-circuit line 20, and as a result, failure of the switching elements 12b and 13b constituting the gate drive circuit 5b of the normal IGBT 3b is caused. There is also.
[0011]
By the way, in an ordinary inverter device, abnormality detection such as overcurrent detection is performed by an abnormality detection circuit. When an overcurrent is detected, the abnormality detection circuit is activated and the inverter is operated. It is stopped and measures such as preventing the spread of damage are taken.
In addition, for example, a fuse that is blown by an overcurrent that flows through the IGBT due to an IGBT failure is provided on the collector side of the IGBT, and a fuse is provided on the power input side of an IGBT drive circuit that controls driving of the IGBT. In such a case, an inverter protection circuit or the like in which the IGBT is disconnected from the collector-side potential and the gate driving circuit is disconnected from the IGBT driving power source has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
[0012]
[Patent Document 1]
Japanese Utility Model Publication No. 6-88191
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, when an abnormality occurs in any of the IGBTs 3 and the gate drive circuit 5 constituting the inverter, an overcurrent is detected on the opposite arm side, and as a result, the inverter operation is stopped. Similarly, when a protection circuit for separating the IGBT in which the abnormality has occurred is provided from the IGBT drive power supply, the inverter operation is stopped as a result.
[0014]
Here, depending on the use of the inverter, it may be desired to continue the operation even if the function of 100% cannot be exhibited. For example, in an electric vehicle or the like, if some abnormality occurs in the inverter, the operation can be continued even if it is not 100% complete operation state within a certain period of time, such as before repairing the abnormal part. In some cases, it is necessary to restart operation.
[0015]
For this reason, even when an abnormality occurs in a part of an inverter such as an IGBT, an inverter device that can continue operation as much as possible even if the inverter is not in a completely operating state has been desired.
Therefore, the present invention has been made paying attention to the above-mentioned unsolved points in the prior art, and even if an abnormality occurs in a part of the inverter such as an IGBT constituting the inverter, the continuous operation is possible. It aims to provide a power conversion device.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a power conversion device according to claim 1 of the present invention includes a switching unit, and the switching unit includes a switching element and a switching circuit for driving the switching element. A power conversion device in which a plurality of circuits are connected in parallel to constitute one switching means, and the switching circuit is inserted into the input side of the switching element and is in a non-conducting state when a current exceeding a specified value flows. And a second cutoff means which is inserted into the drive circuit on the high power supply potential input side and becomes non-conductive when a current of a specified value or more flows.
[0017]
According to the first aspect of the present invention, a plurality of switching circuits each composed of a switching element and a driving circuit for driving the switching element are connected in parallel to form one switching means, and the switching means is included, for example, an inverter circuit or the like. Is configured. At this time, the input side of the switching element of the switching circuit (for example, the collector side when the switching element is constituted by a transistor or IGBT, or the anode side when the switching element is constituted by a thyristor) is specified. A first shut-off means that is in a non-conductive state when a current greater than a value flows is inserted; and a second non-conductive state that is in a non-conductive state when a current greater than a specified value flows on the high power supply potential input side of the drive circuit. A blocking means is inserted.
[0018]
Here, when the switching element is damaged and short-circuited, an overcurrent flows through the switching element and its drive circuit, and in some cases, this may interfere with the power supply that supplies power to the drive circuit. However, when an overcurrent flows through the switching element and the drive circuit due to the breakage of the switching element, the first cutoff means and the second cutoff means are activated, and the switching circuit including the damaged switching element and the drive circuit are switched. Since it is disconnected from the power conversion device on the input side of the element and on the high power supply potential input side of the drive circuit, it is possible to avoid an overcurrent from flowing outside the switching circuit including the switching element in which this damage has occurred. For this reason, even when a part of the switching elements of the power conversion device is damaged, it is possible to operate normally the part excluding the switching circuit including the damaged switching element. Since a single switching means is constituted by a plurality of switching means, even if a part of the power conversion device is damaged, the power conversion device cannot fully function as a power conversion device. It can be driven as a device.
[0019]
The power conversion device according to claim 2 includes a switching unit, and the switching unit includes a plurality of switching circuits each including a switching element and a driving circuit for driving the switching element and connected in parallel. A power conversion device in which a plurality of switching elements connected to the control terminals are short-circuited by a short-circuit means to constitute one switching means, wherein the switching circuit is inserted on the input side of the switching element A first shut-off means that becomes non-conductive when a current exceeding a specified value flows, and a second shut-off that is inserted into the high power supply potential input side of the drive circuit and becomes non-conductive when a current exceeding the specified value flows. And the switching means opens the short circuit by the short circuit means when a current exceeding a specified value flows through the short circuit means. It is characterized in that it comprises a fault opening means.
.
[0020]
In the invention according to claim 2, a single switching means comprising a plurality of switching circuits each composed of a switching element and a driving circuit for driving the switching element is connected in parallel, and the switching means is included, for example, an inverter circuit or the like. Is configured. Further, the control terminals of the switching elements of each switching circuit are short-circuited by a short-circuit means. Furthermore, a specified value is provided on the input side of the switching element of the switching circuit (for example, the collector side when the switching element is formed of a transistor or IGBT, and the anode side when the switching element is formed of a thyristor). A first shut-off means that becomes non-conductive when the above current flows is inserted, and a second shut-off that becomes non-conductive when a current of a specified value or more flows on the high power supply potential input side of the drive circuit. Means are inserted, and short-circuit opening means for opening a short circuit between the control terminals by the short-circuit means is provided.
[0021]
Here, when the switching element is damaged and short-circuited, an overcurrent flows through the switching element and its drive circuit, and in some cases, the power supply for supplying power to the drive circuit may be hindered. In some cases, an overcurrent flows to the normal switching element and its drive circuit side.
However, when the overcurrent flows through the switching element and the drive circuit due to the breakage of the switching element, the first shut-off means and the second shut-off means are activated, and when the overcurrent flows through the short-circuit means, the short-circuit is opened. The switching circuit including the broken switching element and the driving circuit thereof are disconnected from the power conversion device on the input side of the switching element and on the high power supply potential input side of the driving circuit, and are also short-circuited by the short-circuit opening means. Since the short circuit between the control terminals is opened, it is avoided that an overcurrent flows to the other part of the power converter. For this reason, even when a part of the switching elements of the power conversion device is damaged, it is possible to operate normally for the part other than the switching circuit including the switching elements. Since one switching means is constituted by a plurality of switching means, even if a part of the power conversion device is damaged, it is not possible to exhibit a complete function as a power conversion device, but as a power conversion device It becomes possible to drive.
[0022]
The power conversion device according to claim 3 is characterized in that the specified value of the current for operating the short-circuit opening means is set to a value smaller than the specified value of the current for operating the second cutoff means. Yes.
In the invention according to claim 3, the specified value of the current when the short-circuit opening means opens the short circuit by the short-circuit means is set to a value smaller than the specified value of the current when the second blocking means operates, The short circuit opening means is configured to operate earlier than the second blocking means. Here, when an overcurrent occurs on a certain switching circuit side, the overcurrent also flows to the drive circuit side of another normal switching circuit via the short-circuit means, and the overcurrent also flows to the second cutoff means. However, since the short-circuit opening means is configured to operate before the second interruption means, it is avoided that the second interruption means of other normal switching circuits are activated, and is normal. Such a switching circuit can operate normally.
[0023]
The power converter according to claim 4 is configured such that the short-circuit opening means is controllable, and the switching means detects an operating state of each of the first shut-off means constituting the switching means. And a short-circuit control means for controlling the short-circuit opening means to an open state when it is detected by the operation state detection means that at least one of the first shut-off means is in a non-conductive state. It is characterized by.
[0024]
In the invention according to claim 4, the operating state of the first shut-off means constituting the switching means is detected by the operation state detecting means, and it is detected that any of the first shut-off means is in the non-conductive state. In such a case, the short-circuit opening means is controlled to be opened by the short-circuit control means. That is, the short-circuit opening unit operates in conjunction with the operation of the first blocking unit. Therefore, it becomes possible to operate the short-circuit opening means when the occurrence of an overcurrent due to breakage of the switching element or the like before the current exceeding the specified value flows in the short-circuit means, and the short-circuit between the switching circuits by the short-circuit means. Can be released at an earlier time.
[0025]
The power conversion device according to claim 5 is characterized in that the first cutoff means is a fusing means that blows when a current of a specified value or more flows.
In the invention according to claim 5, since the first shut-off means is constituted by the fusing means, the switching element can be automatically and quickly separated from the input side in response to the occurrence of overcurrent.
The power converter according to claim 6 is characterized in that the second cutoff means is a fusing means for fusing when a current of a specified value or more flows.
In the invention according to claim 6, since the second shut-off means is constituted by a fusing means, the drive circuit can be automatically and promptly disconnected from the high power supply potential input side when an overcurrent occurs. It becomes.
[0026]
Further, the power conversion device according to claim 7 is configured such that the second shut-off means is in a non-conducting state in conjunction with the first shut-off means when the first shut-off means is in the non-conducting state. It is characterized by being.
In the invention according to claim 7, since the second blocking means is configured to be in a non-conductive state in conjunction with the first blocking means in a non-conductive state, Before the current flowing through the interruption means becomes equal to or higher than the specified value, the second interruption means can be activated at the time when the first interruption means is activated, and the occurrence of overcurrent due to the breakage of the switching element. On the other hand, it is possible to quickly operate the second shut-off means and disconnect the drive circuit from the high power supply potential input side.
[0027]
According to an eighth aspect of the present invention, there is provided a power conversion device comprising: an entire operating state detecting unit that detects operating states of all the first blocking units; and an operation of all the first blocking units detected by the all operating state detecting units. When the control means for controlling the driving of each drive circuit according to the state and the all operating state detecting means detect that any one of the first shut-off means is in a non-conductive state, And determining means for determining whether or not the continuous operation at the time of performing the power conversion control is possible except for the switching circuit including the first shut-off means. When it is detected that all of the shut-off means are in a conductive state, either the normal operation means for performing power conversion control using all the switching circuits or any of the first shut-off means in the all-operation state detecting means is non-conductive Became state And when the determination means determines that the continuous operation at the time of abnormality is possible, the continuous operation means at the time of abnormality that performs the continuous operation at the time of abnormality, and the power conversion control when it is determined by the determination means that the continuous operation at the time of abnormality is not possible And stop control means for stopping the operation.
[0028]
In the invention according to claim 8, all the operating states of the first shut-off means included in the power converter are detected by all operating state detecting means, and each switching circuit is detected in accordance with the detection result of the all operating state detecting means. A switching circuit including a first shut-off means in which the non-conducting state is detected when a non-conducting state of any of the first shut-off means is detected. Whether or not the continuous operation at the time of performing the power conversion control except for is possible is determined by the determining means. And when all the 1st interruption | blocking means are a conduction | electrical_connection state, each drive circuit is controlled by a normal driving means, and normal driving | operation is performed. In addition, even when it is detected that any one of the first shut-off means is in a non-conducting state, when it is determined by the determining means that the continuous operation at the abnormal time is possible, The power conversion control is performed except for the switching circuit in which the overcurrent is generated after the continuous operation is performed, and the power conversion control is stopped by the stop control unit when the determination unit determines that the continuous operation at the time of abnormality is impossible. Is done.
[0029]
Therefore, even when an overcurrent occurs, the power conversion control can be continuously performed as long as the abnormal continuous operation is possible.
According to a ninth aspect of the present invention, in the power conversion device according to the ninth aspect, in the switching unit including the switching circuit including the first cutoff unit that is in a non-conductive state, the first cutoff unit of the other switching circuit is the determination unit. It is characterized in that when it is in a conductive state, it is determined that continuous operation is possible at the time of abnormality.
[0030]
In the invention according to claim 9, the determination means is a switching means including a switching circuit including the first cutoff means that is in a non-conductive state, and the first cutoff means of the other switching circuit is in the conductive state. In some cases, it is determined that continuous operation is possible when there is an abnormality. Here, since the switching means is composed of a plurality of switching circuits, if any one of these switching circuits is normal, the performance is degraded, but it can be operated as the switching means. . Therefore, it is possible to accurately determine whether or not the continuous operation is possible at the time of abnormality.
Furthermore, the power conversion device according to claim 10 is characterized in that the switching element is a power semiconductor element.
[0031]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
First, a first embodiment will be described.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram illustrating an example of a power conversion device to which the present invention is applied, and configures a three-phase inverter.
In this inverter, as shown in FIG. 1, IGBTs 3a and 3b are connected in parallel to form one switching unit SW, two switching units SW are connected in series, and the switching unit SW connected in series is Three DC power sources 1 are connected in parallel at both ends, and a total of six switching units SW11 to SW32 constitute a three-phase inverter circuit 2.
[0032]
As shown in FIG. 2, each IGBT 3a and 3b is individually provided with gate drive circuits 5a and 5b for driving and controlling the IGBTs 3a and 3b. Although only one switching unit SW is shown in FIG. 2, each IGBT 3a, 3b includes gate drive circuits 5a and 5b for each switching unit SW11 to SW32.
[0033]
The gate drive circuits 5a and 5b of the switching units SW11 to SW32 are supplied with power from the common gate drive power supply 11, and the gate drive circuits 5a and 5b are controlled by the host controller 50. It has become.
Further, as shown in FIG. 2, fuses 31a and 31b for insulating the IGBTs 3a and 3b from the collector potential side are inserted on the collector sides of the IGBTs 3a and 3b, respectively. Also, fuses 32a and 32b for insulating the gate drive circuits 5a and 5b from the positive potential of the gate drive circuit 5 are provided in the positive power supply input section of the gate drive circuit 5a.
[0034]
As the fuses 31a and 31b, those which are not blown by an overcurrent caused by the destruction of the IGBT 3 on the opposite arm side are applied. In a 2-parallel system, for example, a fuse having a rated operating current value that is about twice the short-circuit current of a single IGBT is applied. Further, as the fuses 32a and 32b, fuses having a rated operating current value that blows when a current that is equal to or greater than a predetermined value that is set according to a current value that flows through the fuses 32a and 32b flows in a normal state.
[0035]
Further, the fuses 31a and 31b provided on the collector side of the IGBTs 3a and 3b are composed of fuses having a blown display contact capable of notifying when blown, and the fuses 31a and 31b are blown. Sometimes, an operation signal that becomes HIGH level is output. The operation signals S11a to S32b of the fuses 31a and 31b of the switching units SW11 to SW32 are input to the host controller 50.
[0036]
FIG. 3 is a functional block diagram illustrating a functional configuration of the host control device 50.
As shown in FIG. 3, the host control device 50 inputs operation signals S11a to S32b indicating the operation status of the fuses 31 provided in each IGBT 3, and based on this, the inverter circuit 2 is operated normally or 100 %, It is provided with an operation mode determination unit 51 for determining whether to perform an abnormal continuous operation or to stop the operation within a possible range. When the operation signals S11a to S32b representing the operation status of the fuses 31 provided in the respective IGBTs 3 are all at the LOW level and the current values flowing through the respective IGBTs 3 of the respective switching units SW11 to SW32 are normal, The operation mode determination unit 51 determines that normal operation is performed, the normal operation control unit 52 executes normal operation processing, generates a control signal for controlling each gate drive circuit in a known procedure, Output to the gate drive circuit 5. In addition, the operation mode determination unit 51 detects that any one of the operation signals S11a to S32b of each fuse 31 is at a HIGH level and an overcurrent flows to any IGBT 3 constituting the inverter circuit 2. Sometimes, it is determined whether or not the inverter can be continuously operated. For example, the fuses 31a and 31b corresponding to the two IGBTs 3a and 3b constituting the switching unit SW are not blown together, and one of the IGBTs is in a drivable state and cannot be driven 100% as an inverter. If it is determined that it is possible to continue the operation, it is determined that the abnormal continuous operation is performed, the abnormal continuous operation control unit 53 performs the abnormal continuous operation process, and the inverter can be operated within a range where it can be operated. A control signal for operating is generated and output to each gate drive circuit 5. When the fuses 31a and 31b corresponding to the two IGBTs 3a and 3b constituting the switching unit SW are blown out of the operation signals S11a to S32b of each fuse 31, the operation mode determination unit 51 The operation stop control unit 54 generates a control signal for completely stopping the inverter according to a known procedure, and outputs the control signal to each gate drive circuit 5.
[0037]
The host control device 50 may be configured by an arithmetic processing device such as a microcomputer, and the processing shown in FIG. 3 may be executed by software, or may be configured by combining hardware, software, or hardware. You may make it do.
Also, here, as described above, whether or not to perform the abnormal operation continuation processing based on whether or not the fuses 31a and 31b corresponding to the two IGBTs 3a and 3b connected in parallel are blown together, or the operation is stopped. However, the present invention is not limited to this. Whether the continuous operation at the time of abnormality is executed according to the required function level of the inverter depending on the type of load and its application. Alternatively, it may be determined whether to stop the operation.
[0038]
Next, the operation of the first embodiment will be described.
Now, as shown in FIG. 1, when the three-phase inverter circuit 2 configured by the switching unit SW to which the IGBTs 3a and 3b are connected in parallel operates normally without any abnormality, All the operation signals S11a to S32b from the fuses 31 provided corresponding to the respective IGBTs 3 are at the LOW level. Therefore, the operation mode determination unit 51 of the host control device 50 determines that normal operation is possible, the normal operation control unit 52 executes normal operation processing, and generates a control signal Sc to each gate drive circuit 5 in a known procedure. This is output to each gate drive circuit 5.
[0039]
Each gate drive circuit 5 operates using a common gate drive power supply 11 as a power supply, and switches on and off the switching elements 12 and 13 in accordance with a known procedure in accordance with the notified control signal Sc, thereby changing the gate voltage of the IGBT 3. Control. As a result, each IGBT 3 is turned on and off, and the DC power of the DC power source 1 is converted into AC power and supplied to the motor M as a load to drive and control the motor M. Moreover, at this time, since each switching part SW11-SW32 is comprised by two IGBT3a, 3b connected in parallel, the capacity increase of an inverter can be achieved.
[0040]
From this state, for example, in one of the switching units, for example, SW11, an abnormality occurs in one IGBT, for example, 3a, and as described in FIG. 12, an overcurrent flows in the IGBT 3a, and the IGBT 3a, resistor Ra, switching When an overcurrent flows through the path of the element 12a and the gate drive power supply 11, the fuse 31a provided on the collector side of the IGBT 3a is blown, and the fuse 32a provided on the positive power supply side of the gate drive circuit 5a is blown. It will be. At this time, an overcurrent flows also to the switching unit SW12 side on the opposite arm side, but the fuse 31 is formed so as not to operate due to an overcurrent caused by an abnormality on the opposite arm side, and thus is not blown. .
[0041]
When the fuses 31a and 32a are blown by the overcurrent in this way, the abnormal IGBT 3a is insulated from its collector-side potential, and the gate drive circuit 5a for driving the IGBT 3a is connected to the gate drive power supply 11 with the positive polarity. In other words, as shown in FIG. 4, the IGBT 3a and the gate drive circuit 5a in which an abnormality has occurred are electrically disconnected from the inverter circuit 2 and the gate drive power supply 11.
[0042]
Since the operation signal S11a is output as a HIGH level because the fuse 31a has been blown, the host controller 50 that has received the determination determines whether or not the operation mode can be continued in the operation mode determination unit 51. To do. In this case, of the two IGBTs 3a and 3b constituting the switching unit SW11, only one of the IGBTs 3a is melted, and the other IGBT 3b is determined to be able to operate normally, so that continuous operation is possible. Execute. That is, for example, measures such as reducing the maximum allowable current value are taken, and the inverter 3 is driven by driving another normal IGBT without using the IGBT 3a in which an abnormality has occurred.
[0043]
Here, when the abnormal IGBT 3a is connected to the inverter circuit 2, an overcurrent flows through the IGBT 3a, the switching element 12, and the gate drive power supply 11 as described with reference to FIG. In some cases, the gate drive power supply 11 may fail. However, the fuse 31a isolates the abnormal IGBT 3a from the inverter circuit 2, and the fuse 32a insulates the gate drive circuit 5a corresponding to the abnormal IGBT 3a from the positive potential of the gate drive power supply 11. Therefore, it is possible to avoid adversely affecting the gate drive power supply 11 or the other gate drive circuit 5b and IGBT 3b by the IGBT 3a and the gate drive circuit 5a in which an abnormality has occurred.
[0044]
Therefore, the normal IGBT 3 can be driven and controlled as usual, and can operate as an inverter circuit 2 composed of the normal IGBT 3 from which the IGBT 3a of the switching unit SW11 is removed, as shown in FIG. . Therefore, the motor M can be continuously controlled by performing the abnormal continuous operation. At this time, since measures such as reducing the maximum allowable current value are taken, the inverter M cannot be driven 100%, but the motor M can be driven and controlled within a driveable range.
[0045]
From this state, when an abnormality occurs in one IGBT, for example, 3b in another switching unit, for example, SW22 and an overcurrent flows, the fuses 31b, 32b are first blown in the gate drive circuit 5b corresponding to the IGBT 3b, as described above. The gate drive circuit 5b and the IGBT 3b are insulated. Further, since the fuse 31b is blown, the operation signal S22b is switched to the HIGH level, whereby the host controller 50 recognizes that an abnormality has occurred in the IGBT 3b of the switching unit SW22 and has been blown.
[0046]
Then, the host controller 50 determines that the continuous operation is possible because the other IGBT 3a is normal, and continues the abnormal continuous operation. At this time, the IGBT 3a of the switching unit SW11 and the IGBT 3b of the switching unit SW22 are disconnected from the inverter circuit 2. However, since the other IGBT is normal, the switching units SW11 and SW22 can operate. Therefore, the motor M can be continuously driven, although its performance is lower than normal.
[0047]
Furthermore, if the other IGBT 3a of the switching unit SW22 becomes abnormal from this state, the IGBT 3a is insulated in the same manner as described above, and the gate drive circuit 3a is also insulated from the gate drive power supply 11. Then, the operation signal S22a of the fuse 31a corresponding to the IGBT 3a of the switching unit SW22 is switched to the HIGH level. Therefore, since the operation signals S22a and S22b of the fuses 31a and 31b corresponding to the IGBTs 3a and 3b of the switching unit SW22 are both at the HIGH level, the operation mode determination unit 51 of the host controller 50 includes the IGBT 3a and the switching unit SW22. Since both 3b are abnormal and it is determined that the inverter circuit 2 cannot be operated thereafter, an operation stop process is executed to stop the inverter. Therefore, at this time, the drive control of the motor M is stopped.
[0048]
In this way, two IGBTs 3a and 3b are connected in parallel, and even if an abnormality occurs in one of them, the IGBT in which this abnormality has occurred and its gate drive circuit are insulated from the inverter circuit 2 and the gate drive power supply 11 It is possible to avoid adversely affecting other normal parts of the inverter due to the abnormality of the IGBT. Therefore, even if one of the IGBTs becomes abnormal, the other IGBT is effective, so that the inverter circuit 2 can be operated using this. Therefore, even if an abnormality occurs in one of the IGBTs 3a and 3b connected in parallel, it is possible to continue to operate as an inverter by driving only the other.
[0049]
Therefore, even if an abnormality occurs in any of the IGBTs, the continuous operation can be continued although the output performance as the inverter is reduced. Therefore, it is particularly suitable for a system such as an electric vehicle that requires continuous operation as much as possible even if it cannot exhibit its 100% function.
Further, as described above, since the fuses 31a and 31b are provided on the collector side of the IGBT 3, it is possible to insulate the positive side potential of the DC power supply 1 from the abnormal IGBT and its gate drive circuit. it can.
[0050]
Further, since the fuses 32a and 32b are provided on the positive power supply input side of the gate drive circuits 5a and 5b, current flows from the gate drive power supply 11 through the gate of the IGBT in which an abnormality has occurred. This can be avoided, and secondary failure such as destruction of the switching element 12 can be prevented.
Further, a fuse may be provided on the negative power supply input side of the gate drive circuit 5 and interlocked with the fuse 32. In this way, the gate drive circuit 5 can be more reliably disconnected from the gate drive power supply 11.
[0051]
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 5 shows the configuration of the gate drive circuit 5 and the IGBT 3 part in the second embodiment.
The gate drive circuit 5 in the second embodiment short-circuits the gate terminals of the pair of IGBTs 3a and 3b constituting the switching unit SW in the gate drive circuit 5 in the first embodiment shown in FIG. A short circuit wire 20 is provided. The same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0052]
In the second embodiment, as in the first embodiment, fuses 31a and 31b are provided on the collector sides of the IGBTs 3a and 3b, respectively, and the positive power supplies of the gate drive circuits 5a and 5b are provided. Fuses 32a and 32b are provided in the input section, and a fuse 33 for interrupting a short circuit between the IGBTs 3a and 3b is inserted in the short-circuit line 20. Then, the operation signals of the fuses 31a and 31b are input to the host control device 50, and the host control device 50 inputs the operation signals S11a to S32b from the fuses 32 corresponding to the respective IGBTs 3 constituting the inverter circuit 2, and As in the first embodiment, it is determined whether continuous operation is possible, and based on this, a control signal to each gate drive circuit 5 is generated.
[0053]
Here, the rated operating current value of the fuse 33 is set to be smaller than the rated operating current value of the fuse 32. That is, the gate drive circuit 5 is cut off before the fuse 32 for insulating the positive side power supply potential.
That is, as described with reference to FIG. 13, when an abnormality occurs in one of the two IGBTs 3 a and 3 b constituting the switching unit SW, for example, 3 a and an overcurrent flows due to the abnormality, the abnormality occurs. Overcurrent flows to the gate drive circuit 5a of the generated IGBT 3a, and overcurrent also flows to the other gate drive circuit 5b via the short-circuit line 20. For this reason, not only the fuse 32a of the gate drive circuit 5a corresponding to the IGBT 3a in which an abnormality has occurred, but also the fuse 32b of the other gate drive circuit 5b is operated, so that the normal gate drive circuit 5b also has a gate drive power supply. 11 will be cut off. Therefore, before the fuse 32 corresponding to the normal gate drive circuit 5b is activated, the short-circuit line 20 is cut off so that no overcurrent flows to the normal gate drive circuit 5b side.
[0054]
Next, the operation of the second embodiment will be described.
Now, as shown in FIG. 1, when the three-phase inverter circuit 2 constituted by the switching units SW11 to SW32 to which the IGBTs 3a and 3b are connected in parallel operates normally without any abnormality. The operation signals S11a to S32b from the fuses 31 provided corresponding to the respective IGBTs 3 are at the LOW level.
Therefore, the operation mode determination unit 51 of the host controller 50 determines that normal operation is possible, the normal operation control unit 52 executes normal operation processing, and sends a control signal Sc to each gate drive circuit 5 in a known procedure. It is generated and output to each gate drive circuit 5.
[0055]
Each gate drive circuit 5 operates using a common gate drive power supply 11 as a power supply, and switches on and off the switching elements 12 and 13 in accordance with a known procedure in accordance with the notified control signal Sc, thereby changing the gate voltage of the IGBT 3. Control. As a result, each IGBT 3 is turned on and off, and the DC power of the DC power source 1 is converted into AC power and supplied to the motor M as a load to drive and control the motor M. At this time, each switching unit SW is composed of two IGBTs 3a and 3b connected in parallel, so that the capacity of the inverter can be increased.
[0056]
At this time, since the gate terminals of the paired IGBTs 3a and 3b are short-circuited by the short-circuit wire 20, the operation timing between the IGBTs 3a and 3b can be synchronized, and the inverter control can be performed with high accuracy. it can.
From this state, for example, when an abnormality occurs in one of the IGBTs, for example, 3a, in one of the switching units, for example, SW11, an overcurrent flows through the IGBT 3a as described with reference to FIG. In addition, an overcurrent flows through the path of the gate drive power supply 11, and an overcurrent also flows from the IGBT 3a to the other gate drive circuit 5b via the short-circuit line 20. When the overcurrent flowing through the fuse 33 exceeds the operating current value of the fuse 33, the fuse 33 is blown and the short-circuit line 20 is cut off. As a result, the overcurrent flow from the short-circuit line 20 to the gate drive circuit 5b and the gate drive power supply 11 is cut off. When the overcurrent value flowing to the gate drive circuit 5a further increases and exceeds the operating current value of the fuses 31a and 32a, the IGBT 3a is insulated from its collector potential, and the gate drive circuit 5a is isolated from its positive potential. As shown in FIG. 4, the IGBT 3a and the gate drive circuit 5a are disconnected from the inverter.
[0057]
At this time, an overcurrent flows also to the switching unit SW12 side on the opposite arm side, but the fuse 31b is formed so as not to operate due to an overcurrent caused by an abnormality on the opposite arm side, and thus is not blown. .
Since the fuse 31a is in a blown state, the operation signal S11a is output as a HIGH level. In the host control device 50 that has received this, is the operation mode determination unit 51 able to continue operation? Determine if. In this case, of the two IGBTs 3a and 3b constituting the switching unit SW11, only one of the IGBTs 3a is melted and the other IGBT 3b can operate normally, so it is determined that the continuous operation is possible, and the operation is continued at the time of abnormality. Run the operation process.
That is, for example, measures such as reducing the maximum allowable current value are taken, and the inverter operation is performed by driving another normal IGBT without using the IGBT 3a in which an abnormality has occurred.
[0058]
As a result, the inverter can be operated, so that the motor M as a load can be continuously controlled. At this time, since measures such as reducing the maximum allowable current value are taken, the performance as an inverter is lowered, but the motor M can be continuously driven and controlled.
Here, when the abnormal IGBT 3a is left connected to the inverter circuit 2, an overcurrent flows through the IGBT 3a, the switching element 12a, and the gate drive power supply 11 as described in FIG. In some cases, the gate drive power supply 11 may fail. However, the fuse 31a isolates the abnormal IGBT 3a, and the fuse 32a insulates the gate drive circuit 5a corresponding to the abnormal IGBT 3a from the gate drive power supply 11, so that an abnormality occurs. The gate drive power supply 11 or the other gate drive circuit 5b and IGBT 3b can be avoided from being adversely affected by the IGBT 3a and the gate drive circuit 5a.
[0059]
At this time, since the gate drive circuits 5 a and 5 b are connected by the short-circuit line 20, an overcurrent flows also to the gate drive circuit 5 b side, but the short-circuit is blocked by the fuse 33. Therefore, it can be avoided that an overcurrent flows through the short-circuit line 20 to the normal gate drive circuit 5b side and has an adverse effect.
[0060]
Accordingly, in this case as well, in the same way as in the first embodiment, by separating the IGBT in which an abnormality has occurred and its gate drive circuit, an abnormality occurs in the two IGBTs 3a and 3b constituting the switching circuit SW. IGBTs and gate drive circuits that are not present can be operated normally. Therefore, even if one of the two IGBTs 3a and 3b constituting the switching unit SW has an abnormality, by continuously driving the one in which no abnormality has occurred, the output performance as an inverter is somewhat Although it decreases, the inverter operation can be continued.
[0061]
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
As shown in FIG. 6, in the third embodiment, in place of the fuses 32a and 32b in the first embodiment, a relay circuit 35a that can be controlled to open and close by an external control signal such as a contactor, 35b is provided.
The relay circuits 35a and 35b operate according to the operation signals of the fuses 31a and 31b provided on the collector side of the IGBTs 3a and 3b. When the fuse 31a is in a blown state and the operation signal is switched to the HIGH level, When the relay circuit 35a is controlled to be open, and when the fuse 31b is blown and its operation signal is switched to HIGH level, the relay circuit 35b is controlled to be open.
[0062]
Therefore, in this case as well, it is possible to obtain the same operational effects as those of the first embodiment, and in the third embodiment, the corresponding relay circuits 35a are interlocked with the fusing of the fuses 31a and 31b. , 35b are controlled to be open. Therefore, when an abnormality occurs in the IGBTs 3a and 3b and the fuses 31a and 31b are blown, the corresponding gate drive circuit is also insulated from the positive potential thereof. It is possible to insulate the gate drive circuit, and more quickly avoid adversely affecting other normal parts of the inverter.
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
As shown in FIG. 7, the fourth embodiment is a relay that can be controlled to open and close by a control signal from the outside such as a contactor in place of the fuses 32a and 32b and the fuse 33 in the second embodiment. Circuits 35a, 35b and 36 are provided.
[0063]
As in the third embodiment, the relay circuits 35a and 35b operate in response to the operation signals of the fuses 31a and 31b provided on the collector side of the IGBTs 3a and 3b, and the fuse 31a enters a blown state and operates. When the signal is switched to HIGH level, the relay circuit 35a is controlled to be in an open state, and when the fuse 31b is blown and its operation signal is switched to HIGH level, the relay circuit 35b is controlled to be in an open state. Is done. The relay circuit 36 operates in response to the operation signals of the fuses 31a and 31b, and is controlled to be open when any of the operation signals of the fuses 31a and 31b is at a HIGH level. ing. Specifically, an OR circuit 37 to which the operation signals of the fuses 31a and 31b are input is provided, the relay circuit 36 is controlled to open according to the output of the OR circuit 37, and the output of the OR circuit 37 is at a HIGH level. Sometimes the relay circuit 36 is controlled to be open.
[0064]
Therefore, in this case as well, it is possible to obtain the same operation effect as the second embodiment, and in the fourth embodiment, the relay circuit 36 is opened in conjunction with the fusing of the fuses 31a and 31b. And the corresponding relay circuits 35a and 35b are controlled to be open. Therefore, when an abnormality occurs in the IGBTs 3a and 3b and the fuses 31a and 31b are blown, the short-circuit line 20 is cut off and the corresponding gate drive circuit is also insulated from the positive potential. As the current is generated, the gate drive circuit can be insulated more quickly, and adverse effects on other normal parts of the inverter can be avoided more quickly.
[0065]
In each of the above embodiments, the case where the two IGBTs 3a and 3b are connected in parallel to form the switching unit SW has been described. However, the present invention is not limited to this, and three or more IGBTs are included. The switching unit SW may be configured by connecting in parallel.
In each of the above embodiments, the case where the present invention is applied to a three-phase inverter has been described. However, the present invention is not limited to this and can be applied to an inverter having any number of phases. Also, the case where the present invention is applied to an inverter has been described, but the present invention is not limited to this, and can be applied to a power conversion device such as a converter, a chopper circuit, etc., and for MOSFETs and power control regardless of the IGBT. The present invention can also be applied to the power semiconductor device used.
[0066]
In each of the above embodiments, the switching elements 12 and 13 are connected in series to the gate drive power supply 11 and the potential between the switching elements 12 and 13 is supplied to the IGBT 3 to control the IGBT 3. However, the present invention is not limited to this, and any gate drive circuit having any circuit configuration can be applied as long as the IGBT 3 can be driven and controlled.
[0067]
In each of the above embodiments, the case where the fuses 31 to 33 or the relay circuits 35 and 36 controlled to open by the operation signal of the fuse 31 is used has been described. However, the present invention is not limited to this. 33. In place of the relay circuits 35 and 36, a breaker circuit such as a contactor or a semiconductor switch is provided, and the current value flowing through each breaker circuit is measured using, for example, a CT or a shunt resistor, and the current value exceeds a specified value. Of course, the interruption circuit may be controlled to be open.
Moreover, in the said 2nd and 4th embodiment, although the case where it shorted between the gate terminals of two IGBT3a, 3b with the short circuit wire 20 was demonstrated, it is not restricted to this, The short circuit wire 20 It is also possible to insert a resistor into the short circuit and to make a short circuit with a certain impedance.
[0068]
In each of the above embodiments, the IGBTs 3a and 3b correspond to switching elements, the gate drive circuits 5a and 5b correspond to drive circuits, the IGBT 3 and its gate drive circuit 5 correspond to switching circuits, and the IGBTs 3a, 3b, and The gate drive circuits 5a and 5b correspond to the switching means, the fuse 31 corresponds to the first interruption means, the fuse 32 or the relay circuit 35 corresponds to the second interruption means, and the short-circuit line 20 corresponds to the short-circuit means. The fuse 33 or the relay circuit 36 corresponds to short-circuit opening means, each IGBT 3 outputs its operation signal, and the OR circuit 37 in FIG. 7 corresponds to the operation state detection means, and the operation state detection means is short-circuited. Corresponding to the control means, each IGBT 3 outputs its operation signal, and the control device 50 inputs each operation signal 3 corresponds to the entire operation state detection means, the operation mode determination unit 51 of FIG. 3 corresponds to the determination means, the normal operation control unit 52 corresponds to the normal operation means, and the abnormal time continuous operation control unit 53 corresponds to the normal time continuous operation means. The operation stop control unit 54 corresponds to the stop control unit, and the normal operation control unit 52, the abnormal time continuous operation control unit 53, and the operation stop control unit 54 correspond to the control unit.
[0069]
【The invention's effect】
As described above, according to the power conversion device of the first aspect of the present invention, a single switching means in which a plurality of switching circuits each composed of a switching element and a driving circuit for driving the switching element are connected in parallel is configured. Then, a power conversion device is configured using this switching means, and at this time, when a current exceeding a specified value flows to the input side of the switching element of the switching circuit and the high power supply potential input side of the drive circuit, Since the first shut-off means and the second shut-off means are inserted, when the overcurrent occurs in a certain switching element constituting the switching means, the first shut-off means and the second shut-off means The switching element and its drive circuit in which overcurrent has occurred due to the interruption means are connected to the input side of the switching element and the high power supply potential input to the drive circuit In that the disconnecting from the power conversion device, even when a part of the power converter is broken, but it is impossible to exhibit the full functionality as a power conversion device can be driven as a power conversion device.
[0070]
According to the power conversion device of the second aspect, a plurality of switching circuits each composed of a switching element and a driving circuit for driving the switching element are connected in parallel, and the control terminals of the switching element are short-circuited by the short-circuit means. One switching means is configured, and the power conversion apparatus is configured by using the switching means. At this time, currents exceeding a specified value flow on the input side of the switching element of the switching circuit and the high power supply potential input side of the drive circuit, respectively. When the first shut-off means and the second shut-off means that are in a non-conducting state are inserted, the short-circuit open means opens the short-circuit by the short-circuit means when a current exceeding the specified value flows. When an overcurrent occurs in a certain switching element constituting the means, the first cutoff means, the second cutoff By disconnecting the switching element and its driving circuit in which an overcurrent has occurred from the power conversion device on the input side of the switching element and the high power supply potential input side of the driving circuit, and opening the short circuit between the switching circuits by means of the stage and the short circuit opening means Thus, even when a part of the power conversion device is damaged, the power conversion device cannot be fully functional, but can be driven as a power conversion device.
[0071]
According to the power conversion device of claim 3, the specified value of the current at which the short-circuit opening means operates is set to a value smaller than the specified value of the current at which the second shut-off means operates. From this, it is possible to reliably avoid the operation of the second shut-off means due to the overcurrent flowing to the normal switching circuit side through the short-circuit means, and that the normal switching circuit is disconnected from the power converter. It can be avoided reliably.
[0072]
Further, according to the power conversion device of claim 4, when it is detected that any of the first shut-off means is in the non-conductive state, the short-circuit control means controls the short-circuit open means to the open state. Since the short circuit opening means is operated in conjunction with the first blocking means, the short circuit between the switching circuits by the short circuit means can be opened at an earlier time.
Further, according to the power conversion device of the fifth aspect, since the first cutoff means is constituted by the fusing means, the switching element can be automatically and quickly disconnected from the input side in response to the occurrence of overcurrent. .
[0073]
According to the power conversion device of the sixth aspect, since the second shut-off means is constituted by a fusing means, the drive circuit is automatically and quickly disconnected from the high power supply potential input side in response to the occurrence of an overcurrent. be able to.
In addition, according to the power conversion device of the seventh aspect, since the second cutoff means is controlled to be in a non-conductive state in conjunction with the first cutoff means, an overcurrent caused by breakage of the switching element In response to the occurrence of this, the second shut-off means can be actuated promptly to disconnect the drive circuit from the high power supply potential input side.
[0074]
Further, according to the power conversion device of the eighth aspect, when the operating state of all the first shut-off means is detected and the non-conducting state of any of the first shut-off means is detected, the continuous operation at the time of abnormality is performed. It is determined by the determining means whether or not it is possible, and when all the first shut-off means are in the conducting state, normal operation is performed by the normal operating means, and it is detected that any of the first shut-off means is in the non-conducting state. Even if it is determined that the continuous operation at the time of abnormality is possible by the determination means, the continuous operation at the time of abnormality is performed by the continuous operation means at the time of abnormality and stopped when the continuous operation at the time of abnormality is determined to be impossible by the determination means Since the power conversion control is stopped by the control means, even if an overcurrent occurs in the switching element, the power conversion control can be continuously performed as long as the continuous operation at the time of abnormality is possible. Can.
[0075]
According to the power conversion device of the ninth aspect, in the switching means including the switching circuit including the first cutoff means that is in the non-conductive state, the first cutoff means of the other switching circuit is in the conductive state. In some cases, it is determined that continuous operation is possible during an abnormality, so it is possible to accurately determine whether continuous operation is possible during an abnormality.
Further, according to the power conversion device of the tenth aspect, since the power semiconductor element is used as the switching element, in the high voltage high current power conversion device, when some of the power semiconductor elements are damaged. Even if there is, continuous operation can be performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing an example of an inverter to which the present invention is applied.
2 is a circuit diagram illustrating an example of a switching unit SW and a gate drive circuit thereof in FIG. 1 according to the first embodiment.
FIG. 3 is a functional configuration diagram showing a functional configuration of the host control device 50 of FIG. 1;
FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining the operation of the first embodiment;
5 is a circuit diagram illustrating an example of a switching unit SW and a gate drive circuit thereof in FIG. 1 according to a second embodiment.
6 is a circuit diagram illustrating an example of a switching unit SW and a gate drive circuit thereof in FIG. 1 according to a third embodiment.
7 is a circuit diagram illustrating an example of a switching unit SW and a gate drive circuit thereof in FIG. 1 according to a fourth embodiment.
FIG. 8 is a schematic circuit diagram showing an example of a conventional inverter.
FIG. 9 is a circuit diagram showing an example of a conventional gate drive circuit.
FIG. 10 shows an example in which an IGBT and a gate drive circuit are paired and two pairs are connected in parallel.
FIG. 11 is an explanatory diagram showing a path through which an overcurrent flows in a conventional inverter.
FIG. 12 is an explanatory diagram showing a path through which an overcurrent flows in a conventional inverter.
FIG. 13 is an explanatory diagram showing a path through which an overcurrent flows in a conventional inverter.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply
2 Inverter circuit
3, 3a, 3b IGBT
4, 4a, 4b diode
5, 5a, 5b Gate drive circuit
11 Gate drive power supply
12, 12a, 12b switching element
13, 13a, 13b switching element
15, 15a, 15b Signal generator
31, 31a, 31b fuse
32, 32a, 32b fuse
33 fuse
35, 35a, 35b Relay circuit
36 Relay circuit
37 OR circuit
10, 50 Host controller

Claims (10)

スイッチング手段を含んで構成され、且つ当該スイッチング手段は、スイッチング素子と当該スイッチング素子駆動用の駆動回路とからなるスイッチング回路が複数並列に接続されて一つのスイッチング手段を構成している電力変換装置であって、
前記スイッチング回路は、前記スイッチング素子の入力側に介挿され規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第１の遮断手段と、
前記駆動回路の高電源電位入力側に介挿され規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第２の遮断手段とを備えることを特徴とする電力変換装置。The switching means includes a switching means, and the switching means is a power conversion device in which a plurality of switching circuits including a switching element and a driving circuit for driving the switching element are connected in parallel to form one switching means. There,
The switching circuit is inserted on the input side of the switching element, and a first blocking means that is in a non-conductive state when a current of a specified value or more flows;
2. A power conversion device comprising: a second cutoff unit that is inserted on a high power supply potential input side of the drive circuit and is in a non-conductive state when a current of a specified value or more flows. スイッチング手段を含んで構成され、且つ当該スイッチング手段は、スイッチング素子と当該スイッチング素子駆動用の駆動回路とからなるスイッチング回路が複数並列に接続され且つ並列に接続された複数のスイッチング素子の制御端子間が短絡手段により短絡されて一つのスイッチング手段を構成している電力変換装置であって、
前記スイッチング回路は、前記スイッチング素子の入力側に介挿され規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第１の遮断手段と、
前記駆動回路の高電源電位入力側に介挿され規定値以上の電流が流れるとき非導通状態となる第２の遮断手段とを備え、
前記スイッチング手段は、前記短絡手段に規定値以上の電流が流れるとき前記短絡手段による短絡を開放する短絡開放手段と、を備えることを特徴とする電力変換装置。The switching means is configured to include a switching element and a drive circuit for driving the switching element. A plurality of switching circuits connected in parallel and between control terminals of the plurality of switching elements connected in parallel. Is a power conversion device that is short-circuited by the short-circuit means to constitute one switching means,
The switching circuit is inserted on the input side of the switching element, and a first blocking means that is in a non-conductive state when a current of a specified value or more flows;
A second shut-off means that is inserted into a high power supply potential input side of the drive circuit and becomes non-conductive when a current of a specified value or more flows;
The switching means comprises: a short circuit opening means for opening a short circuit by the short circuit means when a current of a specified value or more flows through the short circuit means. 前記短絡開放手段が作動する電流の規定値は、前記第２の遮断手段が作動する電流の規定値よりも小さな値に設定されることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。3. The power conversion device according to claim 2, wherein the specified value of the current for operating the short-circuit opening means is set to a value smaller than the specified value of the current for operating the second interrupting means. 前記短絡開放手段は制御可能に構成され、
前記スイッチング手段は、当該スイッチング手段を構成する前記第１の遮断手段それぞれの動作状態を検出する動作状態検出手段と、
当該動作状態検出手段で前記第１の遮断手段の少なくとも何れか一つが非導通状態になったことを検出したとき前記短絡開放手段を開放状態に制御する短絡制御手段と、を備えることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。The short-circuit opening means is configured to be controllable,
The switching means includes an operation state detection means for detecting an operation state of each of the first blocking means constituting the switching means,
Short-circuit control means for controlling the short-circuit opening means to an open state when it is detected by the operating state detection means that at least one of the first shut-off means has become non-conductive. The power conversion device according to claim 2. 前記第１の遮断手段は、規定値以上の電流が流れるとき溶断する溶断手段であることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の電力変換装置。5. The power conversion device according to claim 1, wherein the first cutoff unit is a fusing unit that blows when a current of a specified value or more flows. 前記第２の遮断手段は、規定値以上の電流が流れるとき溶断する溶断手段であることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の電力変換装置。The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the second cutoff means is a fusing means that blows when a current of a specified value or more flows. 前記第２の遮断手段は、前記第１の遮断手段が非導通状態になったとき、これに連動して非導通状態となるように構成されていることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の電力変換装置。The said 2nd interruption | blocking means is comprised so that when the said 1st interruption | blocking means will be in a non-conduction state, it will be in a non-conduction state in conjunction with this. The power converter device in any one. 前記第１の遮断手段全ての動作状態を検出する全動作状態検出手段と、
当該全動作状態検出手段で検出された第１の遮断手段全ての動作状態に応じて前記各駆動回路を駆動制御する制御手段と、
前記全動作状態検出手段で前記第１の遮断手段の何れかが非導通状態となったことを検出したとき、この非導通状態となった第１の遮断手段を含むスイッチング回路を除いて電力変換制御を行う異常時継続運転が可能かどうかを判定する判定手段を備え、
前記制御手段は、前記全動作状態検出手段で第１の遮断手段全てが導通状態であることが検出されるとき全てのスイッチング回路を用いて電力変換制御を行う通常運転手段と、
前記全動作状態検出手段で前記第１の遮断手段の何れかが非導通状態となったことを検出し且つ前記判定手段で異常時継続運転可能と判定されたとき前記異常時継続運転を行う異常時継続運転手段と、
前記判定手段で異常時継続運転不可と判定されたとき電力変換制御を停止する停止制御手段とを備えることを特徴とする請求項１乃至７の何れかに記載の電力変換装置。All operating state detecting means for detecting operating states of all of the first blocking means;
Control means for driving and controlling each of the drive circuits according to the operating states of all the first shut-off means detected by the all operating state detecting means;
When the all operating state detecting means detects that any one of the first shut-off means is in a non-conducting state, power conversion is performed except for the switching circuit including the first shut-off means in the non-conducting state. It is provided with a determination means for determining whether or not the continuous operation at the time of abnormality for performing control is possible,
The control means is a normal operation means for performing power conversion control using all the switching circuits when it is detected by the all operation state detection means that all the first shut-off means are in a conductive state;
An abnormality that detects that any of the first shut-off means is in a non-conducting state by the all-operation state detection means and performs the abnormal-time continuous operation when the determination means determines that continuous operation at the time of abnormality is possible Continuous operation means,
The power conversion device according to any one of claims 1 to 7, further comprising stop control means for stopping power conversion control when the determination means determines that continuous operation is not possible during an abnormality. 前記判定手段は、非導通状態となった第１の遮断手段を備えたスイッチング回路を含むスイッチング手段において、他のスイッチング回路の第１の遮断手段が導通状態であるときには異常時継続運転可能と判定するようになっていることを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。In the switching means including the switching circuit including the first shut-off means that is in a non-conducting state, the judging means determines that it is possible to continue operation in an abnormal state when the first shut-off means of the other switching circuit is in the conductive state. The power conversion device according to claim 8, wherein the power conversion device is configured as described above. 前記スイッチング素子は、電力用半導体素子であることを特徴とする請求項１乃至９の何れかに記載の電力変換装置。The power conversion device according to claim 1, wherein the switching element is a power semiconductor element.
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