【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンピュータ、通信機器等の電源回路として使用して好適な電流共振型スイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、地球環境の省エネルギー化にともなって、各種電源回路の一層の高効率化と低ノイズ化とが求められている。特に、コンピュータ、通信機器等の電源回路としては低電圧出力においても高い効率を維持し、且つノイズの少ない電源回路が要求されている。
【０００３】
ところで、一般的には低電圧出力にすると、同一の消費電力を有する場合は出力電流が大電流化することになり、ＤＣ−ＤＣコンバータの場合は２次巻線側の整流ダイオードによる抵抗損失が大きな電力損失を示すようになる。
【０００４】
そこで比較的ノイズが少なく、且つ高効率とされている電流共振型スイッチング電源回路と、２次巻線側の出力を低オン抵抗となる同期整流素子例えば電界効果トランジスタを使用して同期整流方式で整流して直流出力電圧を得るものが提案されている（特許文献１）。
【０００５】
ところで、従来この電流共振型スイッチング電源回路と、２次巻線側の出力を低オン抵抗となる同期整流素子例えば電界効果トランジスタとを使用して同期整流方式で整流して直流出力電圧を得る電源回路の過電圧を保護する回路としては、この出力直流電圧をマイクロコンピュータで検出し、この検出電圧が過電圧であるときには、このマイクロコンピュータよりの制御信号をホトカップラを介して、コンバータトランスの１次側のスイッチング素子を駆動する駆動回路に供給し、このスイッチング素子のスイッチングを停止し、保護する如くしていた。
【０００６】
【特許文献】
特開平１１−２９９２３２号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
然しながら、上述従来の如く出力直流電圧が過電圧であることをマイクロコンピュータで検出し、このマイクロコンピュータよりの制御信号で、コンバータトランスの１次側のスイッチング素子をスイッチング駆動する駆動回路を不動作とし、スイッチング素子のスイッチングを停止したときには、コンバータトランスの２次側の出力直流電圧は過電圧状態で保持されたままとなり、負荷にストレスを与えたままとなる不都合があった。
【０００８】
本発明は、斯かる点に鑑み出力直流電圧の過電圧を検出して保護するようにしたときに、出力直流電圧が過電圧のままとはならないようにすることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明電流共振型スイッチング電源回路は、直流電圧に対してハーフブリッジ接続された一対のスイッチング素子を駆動回路により交互にオン・オフすると共にこの一対のスイッチング素子の接続点から共振用コンデンサを介してコンバータトランスの１次巻線に交番電圧を供給するようにし、このコンバータトランスの２次巻線の一端及び他端に夫々第１及び第２の同期整流素子を接続すると共に、この第１及び第２の同期整流素子をこの２次巻線に得られる信号に同期して交互にオン・オフするようにし、この２次巻線の中間点とこの第１及び第２の同期整流素子の接続点との間に出力直流電圧を得るようにした電流共振型スイッチング電源回路において、この１次巻線の過電流を検出する過電流検出手段を設けると共にこの出力直流電圧の過電圧を検出する過電圧検出手段を設け、この過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、この第１及び第２の同期整流素子をオン状態として、この１次巻線に過電流を流すようにし、この過電流検出手段が過電流を検出したときに、この駆動回路を不動作とするようにしたものである。
【００１０】
斯かる本発明によれば出力直流電圧の過電圧を検出したときに、第１及び第２の同期整流素子をオン状態として、コンバータトランスの１次巻線に過電流を流し、過電流検出手段がこの過電流を検出したときに、駆動回路を不動作としスイッチング素子のスイッチングを停止するので、この電流共振型スイッチング電源回路を保護することが出来ると共にこの第１及び第２の同期整流素子を同時にオン状態としているので、出力直流電圧は過電圧状態のまま保持されることがなく、グランドレベルとなり、負荷にストレスを与えることなく安全で速やかな保護ができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図１を参照して本発明電流共振型スイッチング電源回路の実施の形態の例につき説明する。
【００１２】
図１例において、１ａ及び１ｂは所定の直流電圧が供給される一方及び他方の直流電圧入力端子を示し、この一方の直流電圧入力端子１ａをスイッチング素子を構成するｎｐｎ形の電界効果トランジスタ２ａのドレインに接続し、この電界効果トランジスタ２ａのソースをスイッチング素子を構成するｎｐｎ形の電界効果トランジスタ２ｂのドレインに接続し、この電界効果トランジスタ２ｂのソースを他方の直流電圧入力端子１ｂに接続する。この電界効果トランジスタ２ａ、２ｂは寄生ダイオードを有している。
【００１３】
この一対のスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ２ａ及び２ｂは一方及び他方の直流電圧入力端子１ａ及び１ｂに供給される入力直流電圧に対してハーフブリッジ接続となっている。
【００１４】
また図１において、３はスイッチング駆動回路制御手段を示し、このスイッチング駆動回路制御手段３は所定周波数のスイッチング信号を発生する如くなしたもので、このスイッチング駆動回路制御手段３に得られるスイッチング信号を抵抗器４及びコンデンサ５の直列回路を介して駆動トランス６の１次巻線６ａに供給する。
【００１５】
この駆動トランス６に互いに逆相の信号が得られる如く、２次巻線６ｂ及び３次巻線６ｃを設け、この駆動トランスの２次巻線６ｂに得られる第１のスイッチング信号をこの電界効果トランジスタ２ａのゲート及びソース間に供給すると共に、この駆動トランス６の３次巻線６ｃに得られる第１のスイッチング信号とは逆相の第２のスイッチング信号を電界効果トランジスタ２ｂのゲート及びソース間に供給する。
【００１６】
この場合、スイッチング素子を構成する一対の電界効果トランジスタ２ａ及び２ｂは交互にオン・オフを繰り返すスイッチングを行う。
【００１７】
この電界効果トランジスタ２ａのソース及び電界効果トランジスタ２ｂのドレインの接続点をコンバータトランス７の１次巻線７ａ、共振コンデンサ８及び抵抗器９の直列回路を介して他方の直流電圧入力端子１ｂに接続する。
【００１８】
本例においては、このコンデンサ８及び抵抗器９の接続点に得られる信号を、このコンバータトランス７の１次巻線７ａの過電流を検出する過電流検出回路１０に供給し、この過電流検出回路１０が過電流を検出したときはスイッチング駆動回路制御手段に過電流検出信号を送信し、このスイッチング信号の発生を停止する如くする。
【００１９】
また本例においては、このコンバータトランス７の２次巻線７ｂの一端を同期整流素子を構成するｎｐｎ形の電界効果トランジスタ１１ａのドレインに接続すると共にこのコンバータトランジスタ７の２次巻線７ｂの他端を同期整流素子を構成するｎｐｎ形の電界効果トランジスタ１１ｂのドレインに接続する。この電界効果トランジスタ１１ａ，１１ｂは寄生ダイオードを有している。
【００２０】
この第１及び第２の同期整流素子である電界効果トランジスタ１１ａ及び１１ｂの夫々のソースを互いに接続し、このソースの接続点を出力直流電圧を出力するグランド側（共通端子）の他方の出力端子１２ｂに接続する。
【００２１】
またコンバータトランス７の２次巻線７ｂの中間点（センタータップ）を平滑回路を構成するチョークコイル１３及び逆流防止用のダイオード１４の直列回路を介して出力直流電圧が得られる一方の出力端子１２ａに接続する。このダイオード１４は出力直流電圧が外部より変動を受けない如くするものである。
【００２２】
またチョークコイル１３及びダイオード１４の接続点を平滑回路を構成するコンデンサ１５を介して他方の出力端子１２ｂに接続する。
【００２３】
また、このコンバータトランス７に３次巻線７ｃを設け、この３次巻線７ｃの一端を逆流防止用のダイオード１６及び抵抗器１７の直列回路を介して第１の同期整流素子を構成する電界効果トランジスタ１１ａのゲートに接続すると共にこの３次巻線７ｃの他端を逆流防止用のダイオード１８及び抵抗器１９の直列回路を介して第２の同期整流素子を構成する電界効果トランジスタ１１ｂのゲートに接続し、この３次巻線７ｃの中間点（センタータップ）を、この電界効果トランジスタ１１ａ及び１１ｂのソースの互の接続点に接続する。
【００２４】
この場合、３次巻線７ｃの一端及び他端には２次巻線７ｂの電流に同期した互に逆相の電流が得られ、従って、この第１及び第２の同期整流素子を構成する電界効果トランジスタ１１ａ及び１１ｂは、２次巻線７ｂに得られる電流に同期して交互にオン・オフを繰り返し、これにより同期整流による両波整流がなされ一方及び他方の出力端子１２ａ及び１２ｂ間に出力直流電圧が得られる。
【００２５】
この第１及び第２の同期整流素子を構成する電界効果トランジスタ１１ａ及び１１ｂは低オン抵抗である。
【００２６】
また本例においてはチョークコイル１３及びダイオード１４の接続点を出力直流電圧検出用の抵抗器２０及び２１の直列回路を介して他方の出力端子１２ｂに接続する。
【００２７】
この抵抗器２０及び２１の接続中点に得られる出力直流電圧の検出信号を過電圧検出回路２２を構成する演算増幅回路２２ａの非反転入力端子＋に供給し、この演算増幅回路２２ａの反転入力端子−を過電圧の基準電圧を得る電池２２ｂを介して接地する。
【００２８】
本例においては、この過電圧検出回路２２に過電圧検出信号が得られたときに、この過電圧検出信号を同期整流ラッチ回路２３に供給する。この同期整流ラッチ回路２３はこの過電圧検出信号が供給されたときにこの同期整流ラッチ回路２３の出力端子をハイレベルとする如くする。
【００２９】
この同期整流ラッチ回路２３の出力端子を逆流防止用のダイオード２４を介してダイオード１６及び抵抗器１７の接続点に接続すると共にこの同期整流ラッチ回路２３の出力端子を逆流防止用のダイオード２５を介してダイオード１８及び抵抗器１９の接続点に接続する。
【００３０】
本例は上述の如く構成されているので、過電圧検出回路２２が出力直流電圧の過電圧を検出したときに過電圧検出信号を同期整流ラッチ回路２３に供給し、この同期整流ラッチ回路２３の出力端子がハイレベルとなる。
【００３１】
この同期整流ラッチ回路２３の出力端子がハイレベルとなったときは第１及び第２の同期整流素子を構成する電界効果トランジスタ１１ａ及び１１ｂのゲートにこのハイレベル信号がダイオード２４，２５及び抵抗器１７，１９を介して供給され、この電界効果トランジスタ１１ａ及び１１ｂが共にオンとなり、コンデンサ１５にチャージされた電荷がチョークコイル１３→コンバータトランス７の２次巻線７ｂ→電界効果トランジスタ１１ｂ→他方の出力端子１２ｂと放電され、この一方及び他方の出力端子１２ａ及び１２ｂ間の電圧及び電流がなくなる。
【００３２】
この状態の間、コンバータトランス７の２次巻線７ｂに過電流が流れ、この２次巻線７ｂに過電流が流れることにより、これに相応しこのコンバータトランス７の１次巻線７ａに過電流が流れ、この１次巻線７ａの過電流を過電流検出回路１０が検出し、この過電流検出回路１０よりの過電流検出信号をスイッチング駆動回路制御手段３に供給し、このスイッチング駆動回路制御手段３のスイッチング信号の発生を停止し、駆動回路を不動作としスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ２ａ及び２ｂのスイッチングを停止し、この電流共振型スイッチング電源回路を保護することができる。
【００３３】
また本例においては、このとき、第１及び第２の同期整流素子を構成する電界効果トランジスタ１１ａ及び１１ｂを同時にオン状態としているので、出力直流電圧はグランドレベルとなり、過電圧によるコンデンサ１５へのストレスを回避できると共に負荷へのストレスを回避できる。
【００３４】
また本例によればコンバータトランス７の１次巻線７ａに過電流が流れたときに、この過電流を過電流検出回路１０が検出して過電流検出信号を発生し、これによりスイッチング信号の発生を停止しスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ２ａ及び２ｂのスイッチングを停止するので、１次入力電源ラインにヒューズ等の保護部品を必要としない。
【００３５】
尚本発明は上述例に限ることなく本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。
【００３６】
【発明の効果】
本発明によれば出力直流電圧の過電圧を検出したときに第１及び第２の同期整流素子をオン状態として、コンバータトランスの１次巻線に過電流を流し、過電流検出手段が、この過電流を検出したときに駆動回路を不動作としスイッチング素子のスイッチングを停止するので、この電流共振型スイッチング電源回路を保護することができる。
【００３７】
また、本発明によれば、この出力直流電圧の過電圧を検出したときに第１及び第２の同期整流素子を同時にオン状態としているので、出力直流電圧はグランドレベルとなり、過電圧によるコンデンサへのストレスを回避できると共に負荷へのストレスを回避できる。
【００３８】
また本発明によればコンバータトランスの１次巻線に過電流が流れたときに、この過電流を過電流検出回路が検出して過電流検出信号を発生し、これによりスイッチング信号の発生を停止しスイッチング素子を停止するので、１次入力電源ラインにヒューズ等の保護部品を必要としない利益がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明電流共振型スイッチング電源回路の実施の形態の例を示す構成図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ‥‥直流電圧入力端子、２ａ，２ｂ‥‥スイッチング素子、３‥‥スイッチング駆動回路制御手段、６‥‥駆動トランス、７‥‥コンバータトランス、７ａ‥‥１次巻線、７ｂ‥‥２次巻線、７ｃ‥‥３次巻線、８‥‥共振コンデンサ、９，１７，１９，２０，２１‥‥抵抗器、１０‥‥過電流検出回路，１１ａ，１１ｂ‥‥同期整流素子、１２ａ，１２ｂ‥‥出力端子、１３‥‥チョークコイル、１４，１６，１８，２４，２５‥‥ダイオード、１５‥‥コンデンサ、２２‥‥過電圧検出回路、２３‥‥同期整流ラッチ回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a current resonance type switching power supply circuit suitable for use as a power supply circuit of a computer, a communication device and the like.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, with the energy saving of the global environment, various power supply circuits have been required to have higher efficiency and lower noise. In particular, a power supply circuit for a computer, a communication device, and the like is required to maintain a high efficiency even at a low voltage output and to have low noise.
[0003]
By the way, in general, when the output voltage is low, the output current increases when the power consumption is the same. In the case of the DC-DC converter, the resistance loss due to the rectifier diode on the secondary winding side is reduced. It shows a large power loss.
[0004]
Therefore, a current resonance type switching power supply circuit with relatively low noise and high efficiency, and a synchronous rectification method using a synchronous rectifier element such as a field-effect transistor to output the secondary winding side with a low on-resistance are used. A device that obtains a DC output voltage by rectification has been proposed (Patent Document 1).
[0005]
By the way, a power supply that obtains a DC output voltage by rectifying the output of the secondary winding side using a synchronous rectifying element such as a field-effect transistor using a current rectifying switching power supply circuit and a secondary rectifying element such as a field effect transistor. As a circuit for protecting the circuit from overvoltage, the output DC voltage is detected by a microcomputer, and when the detected voltage is an overvoltage, a control signal from the microcomputer is transmitted via a photocoupler to the primary side of the converter transformer. The switching element is supplied to a drive circuit for driving the switching element, and the switching of the switching element is stopped and protected.
[0006]
[Patent Document]
JP-A-11-299232
[Problems to be solved by the invention]
However, as described above, the microcomputer detects that the output DC voltage is an overvoltage, and the control signal from the microcomputer disables the drive circuit that drives the switching element on the primary side of the converter transformer. When the switching of the switching element is stopped, the output DC voltage on the secondary side of the converter transformer is maintained in an overvoltage state, and there is a problem that the load is kept stressed.
[0008]
In view of the above, an object of the present invention is to prevent the output DC voltage from remaining overvoltage when the overvoltage of the output DC voltage is detected and protected.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
The current resonance type switching power supply circuit of the present invention alternately turns on / off a pair of switching elements that are half-bridge connected to a DC voltage by a drive circuit, and from a connection point of the pair of switching elements via a resonance capacitor. An alternating voltage is supplied to the primary winding of the converter transformer, and first and second synchronous rectifiers are connected to one end and the other end of the secondary winding of the converter transformer, respectively. The second synchronous rectifying element is turned on and off alternately in synchronization with a signal obtained from the secondary winding, and a middle point of the secondary winding and a connection point of the first and second synchronous rectifying elements. And a current resonance type switching power supply circuit which obtains an output DC voltage between the output DC voltage and the output DC voltage. Overvoltage detecting means for detecting an overvoltage of the power supply circuit. When the overvoltage detection means detects an overvoltage, the first and second synchronous rectifiers are turned on to cause an overcurrent to flow through the primary winding. When the overcurrent detecting means detects an overcurrent, the drive circuit is made inoperative.
[0010]
According to the present invention, when an overvoltage of the output DC voltage is detected, the first and second synchronous rectifiers are turned on, an overcurrent flows to the primary winding of the converter transformer, and the overcurrent detection means When the overcurrent is detected, the drive circuit is deactivated and the switching of the switching element is stopped, so that the current resonance type switching power supply circuit can be protected and the first and second synchronous rectifying elements can be simultaneously operated. Since the output DC voltage is in the ON state, the output DC voltage is not maintained in an overvoltage state, is at the ground level, and safe and prompt protection can be performed without applying stress to the load.
[0011]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an example of an embodiment of the current resonance type switching power supply circuit of the present invention will be described with reference to FIG.
[0012]
In the example of FIG. 1, reference numerals 1a and 1b denote one and the other DC voltage input terminals to which a predetermined DC voltage is supplied, and the one DC voltage input terminal 1a is connected to an npn-type field effect transistor 2a constituting a switching element. The source of the field-effect transistor 2a is connected to the drain of an npn-type field-effect transistor 2b constituting a switching element, and the source of the field-effect transistor 2b is connected to the other DC voltage input terminal 1b. These field effect transistors 2a and 2b have a parasitic diode.
[0013]
The field effect transistors 2a and 2b forming the pair of switching elements are half-bridge connected to input DC voltages supplied to one and the other DC voltage input terminals 1a and 1b.
[0014]
In FIG. 1, reference numeral 3 denotes switching drive circuit control means. The switching drive circuit control means 3 is adapted to generate a switching signal of a predetermined frequency. The power is supplied to the primary winding 6 a of the drive transformer 6 via a series circuit of the resistor 4 and the capacitor 5.
[0015]
A secondary winding 6b and a tertiary winding 6c are provided so that signals having phases opposite to each other can be obtained in the drive transformer 6, and the first switching signal obtained in the secondary winding 6b of the drive transformer is applied to the electric field effect. The second switching signal is supplied between the gate and the source of the transistor 2a and has a phase opposite to that of the first switching signal obtained in the tertiary winding 6c of the drive transformer 6 between the gate and the source of the field effect transistor 2b. To supply.
[0016]
In this case, the pair of field-effect transistors 2a and 2b constituting the switching element performs switching that alternately turns on and off.
[0017]
A connection point between the source of the field effect transistor 2a and the drain of the field effect transistor 2b is connected to the other DC voltage input terminal 1b via a primary winding 7a of the converter transformer 7, a resonance capacitor 8 and a resistor 9 in a series circuit. I do.
[0018]
In the present embodiment, a signal obtained at the connection point between the capacitor 8 and the resistor 9 is supplied to an overcurrent detection circuit 10 for detecting an overcurrent in the primary winding 7a of the converter transformer 7, and the overcurrent detection is performed. When the circuit 10 detects an overcurrent, an overcurrent detection signal is transmitted to the switching drive circuit control means to stop the generation of the switching signal.
[0019]
In the present embodiment, one end of a secondary winding 7b of the converter transformer 7 is connected to the drain of an npn-type field effect transistor 11a constituting a synchronous rectifier, and the other end of the secondary winding 7b of the converter transistor 7 is connected. The end is connected to the drain of an npn-type field effect transistor 11b constituting a synchronous rectifier. These field effect transistors 11a and 11b have a parasitic diode.
[0020]
The sources of the field effect transistors 11a and 11b, which are the first and second synchronous rectifiers, are connected to each other, and the connection point of the sources is connected to the other output terminal on the ground side (common terminal) for outputting an output DC voltage. 12b.
[0021]
An output terminal 12a from which an output DC voltage is obtained through a series circuit of a choke coil 13 and a diode 14 for backflow prevention which forms an intermediate point (center tap) of the secondary winding 7b of the converter transformer 7 as a smoothing circuit. Connect to This diode 14 prevents the output DC voltage from being externally changed.
[0022]
A connection point between the choke coil 13 and the diode 14 is connected to the other output terminal 12b via a capacitor 15 forming a smoothing circuit.
[0023]
Also, a tertiary winding 7c is provided in the converter transformer 7, and one end of the tertiary winding 7c is connected to an electric field forming a first synchronous rectifying element via a series circuit of a diode 16 and a resistor 17 for preventing backflow. The other end of the tertiary winding 7c is connected to the gate of an effect transistor 11a and the gate of a field effect transistor 11b forming a second synchronous rectifying element via a series circuit of a diode 18 and a resistor 19 for preventing backflow. And the middle point (center tap) of the tertiary winding 7c is connected to the mutual connection point of the sources of the field effect transistors 11a and 11b.
[0024]
In this case, currents of opposite phases synchronized with the current of the secondary winding 7b are obtained at one end and the other end of the tertiary winding 7c, and thus constitute the first and second synchronous rectifiers. The field effect transistors 11a and 11b alternately turn on and off in synchronization with the current obtained in the secondary winding 7b, thereby performing double-wave rectification by synchronous rectification between one and the other output terminals 12a and 12b. An output DC voltage is obtained.
[0025]
The field effect transistors 11a and 11b constituting the first and second synchronous rectifiers have low on-resistance.
[0026]
In this example, the connection point of the choke coil 13 and the diode 14 is connected to the other output terminal 12b via a series circuit of the output DC voltage detecting resistors 20 and 21.
[0027]
A detection signal of the output DC voltage obtained at the midpoint of connection between the resistors 20 and 21 is supplied to a non-inverting input terminal + of an operational amplifier circuit 22a constituting the overvoltage detecting circuit 22, and an inverting input terminal of the operational amplifier circuit 22a is provided. − Is grounded via a battery 22b that obtains an overvoltage reference voltage.
[0028]
In this example, when an overvoltage detection signal is obtained from the overvoltage detection circuit 22, the overvoltage detection signal is supplied to the synchronous rectification latch circuit 23. The synchronous rectification latch circuit 23 sets the output terminal of the synchronous rectification latch circuit 23 to a high level when the overvoltage detection signal is supplied.
[0029]
An output terminal of the synchronous rectification latch circuit 23 is connected to a connection point between the diode 16 and the resistor 17 via a diode 24 for preventing reverse current, and an output terminal of the synchronous rectification latch circuit 23 is connected via a diode 25 for preventing reverse current. To the connection point of the diode 18 and the resistor 19.
[0030]
Since the present embodiment is configured as described above, when the overvoltage detection circuit 22 detects an overvoltage of the output DC voltage, it supplies an overvoltage detection signal to the synchronous rectification latch circuit 23, and the output terminal of the synchronous rectification latch circuit 23 High level.
[0031]
When the output terminal of the synchronous rectification latch circuit 23 is at a high level, the high level signal is applied to the gates of the field effect transistors 11a and 11b constituting the first and second synchronous rectification elements by the diodes 24, 25 and the resistor. The field-effect transistors 11a and 11b are both turned on, and the electric charge charged in the capacitor 15 is transferred to the choke coil 13 → the secondary winding 7b of the converter transformer 7 → the field-effect transistor 11b → the other. The output terminal 12b is discharged, and the voltage and current between the one and the other output terminals 12a and 12b disappear.
[0032]
During this state, an overcurrent flows through the secondary winding 7b of the converter transformer 7, and an overcurrent flows through the secondary winding 7b, and accordingly, an overcurrent flows through the primary winding 7a of the converter transformer 7. An electric current flows, an overcurrent of the primary winding 7a is detected by an overcurrent detection circuit 10, and an overcurrent detection signal from the overcurrent detection circuit 10 is supplied to the switching drive circuit control means 3, and the switching drive circuit The generation of the switching signal by the control means 3 is stopped, the drive circuit is deactivated, and the switching of the field effect transistors 2a and 2b constituting the switching element is stopped, so that the current resonance type switching power supply circuit can be protected.
[0033]
Further, in this example, at this time, the field effect transistors 11a and 11b constituting the first and second synchronous rectifiers are simultaneously turned on, so that the output DC voltage becomes the ground level, and the stress on the capacitor 15 due to the overvoltage. And stress on the load can be avoided.
[0034]
Further, according to this embodiment, when an overcurrent flows through the primary winding 7a of the converter transformer 7, the overcurrent is detected by the overcurrent detection circuit 10 and an overcurrent detection signal is generated. Since the generation is stopped and the switching of the field effect transistors 2a and 2b constituting the switching element is stopped, a protection component such as a fuse is not required in the primary input power supply line.
[0035]
It is to be noted that the present invention is not limited to the above-described example, and may adopt various other configurations without departing from the gist of the present invention.
[0036]
【The invention's effect】
According to the present invention, when an overvoltage of the output DC voltage is detected, the first and second synchronous rectifiers are turned on, an overcurrent flows through the primary winding of the converter transformer, and the overcurrent detecting means detects the overcurrent. When the current is detected, the drive circuit is deactivated and the switching of the switching element is stopped, so that the current resonance type switching power supply circuit can be protected.
[0037]
Further, according to the present invention, when the overvoltage of the output DC voltage is detected, the first and second synchronous rectifiers are simultaneously turned on, so that the output DC voltage is at the ground level, and the stress on the capacitor due to the overvoltage is reduced. And stress on the load can be avoided.
[0038]
Further, according to the present invention, when an overcurrent flows in the primary winding of the converter transformer, the overcurrent detection circuit detects the overcurrent and generates an overcurrent detection signal, thereby stopping the generation of the switching signal. Since the switching element is stopped, there is an advantage that a protection component such as a fuse is not required in the primary input power supply line.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing an example of an embodiment of a current resonance type switching power supply circuit of the present invention.
[Explanation of symbols]
1a, 1b DC voltage input terminal, 2a, 2b switching element, 3 switching drive circuit control means, 6 drive transformer, 7 converter transformer, 7a primary winding, 7b Secondary winding, 7c tertiary winding, 8 resonance capacitor, 9, 17, 19, 20, 21 resistor, 10 overcurrent detection circuit, 11a, 11b synchronous rectifier, 12a, 12b output terminal, 13 choke coil, 14, 16, 18, 24, 25 diode, 15 capacitor, 22 over voltage detection circuit, 23 synchronous latch circuit
