JP2004187383A - System interconnected inverter device - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単相３線式商用電力系統に連系可能であって、負荷に対し当該単相３線式商用電力系統からの交流電力および自ら生成した交流電力を供給可能な系統連系インバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
発電した直流電力を交流電力に変換し、単相３線式商用電力系統に連系運転する発電装置として特許文献１に開示されたものがある。図９は、この発電装置の電気的構成を示している。単相３線式商用電力系統１（以下、電力系統１と称す）には、例えば家電機器等の負荷群２が接続されており、この負荷群２は、１００Ｖａｃ機器である負荷群２ａ、２ｂおよび２００Ｖａｃ機器である負荷群２ｃから構成されている。一般家庭で使用される家電機器等の負荷群２ａ、２ｂ、２ｃの消費電力は一定ではなく、電力会社との契約電力以内で変動するものである。
【０００３】
直流電力を発生する直流発電装置３の出力端子には、２組のインバータ回路４ａ、４ｂの各入力端子が接続されている。インバータ回路４ａの出力端子は、絶縁トランス５ａを介して電力系統１の電圧線１ａおよび中性線１ｎに接続されており、インバータ回路４ｂの出力端子は、絶縁トランス５ｂを介して電力系統１の中性線１ｎおよび電圧線１ｂに接続されている。
【０００４】
１００Ｖ／２００Ｖの電力系統１において、電圧線１ａ−中性線１ｎ間、中性線１ｎ−電圧線１ｂ間、電圧線１ａ−電圧線１ｂ間の各公称電圧（電力系統電圧）Ｖａｃ１ 、Ｖａｃ２ 、Ｖａｃ１２は以下のように定められている。
Ｖａｃ１ ＝１００Ｖａｃ（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ） …（１）
Ｖａｃ２ ＝１００Ｖａｃ（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ） …（２）
Ｖａｃ１２＝Ｖａｃ１ ＋Ｖａｃ２ ＝２００Ｖａｃ（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ） …（３）
なお、以下の説明において、電力系統１に関して電圧線１ａ−中性線１ｎ間および中性線１ｎ−電圧線１ｂ間をそれぞれ「相」と称する。
【０００５】
負荷群２の消費電力をＰＬ、電圧線１ａより負荷群２に供給される負荷消費電力をＰＬａ、電圧線１ｂより負荷群２に供給される負荷消費電力をＰＬｂとし、電圧線１ａに流れる負荷有効電流をＩＬａｐ、電圧線１ｂに流れる負荷有効電流をＩＬｂｐとすれば、負荷消費電力ＰＬ、ＰＬａ、ＰＬｂは、それぞれ以下の（４）式、（５）式、（６）式のようになる。
ＰＬ ＝ＰＬａ＋ＰＬｂ …（４）
ＰＬａ＝ＩＬａｐ・Ｖａｃ１ …（５）
ＰＬｂ＝ＩＬｂｐ・Ｖａｃ２ …（６）
【０００６】
一方、直流発電装置３から出力される直流電力は、独立して制御可能なインバータ回路４ａ、４ｂにより電力系統１に同期した力率１の交流電力に変換され、２組の独立した絶縁トランス５ａ、５ｂを介して電力系統１に出力される。ここで、インバータ回路４ａと絶縁トランス５ａを介して電圧線１ａ−中性線１ｎ間に出力される交流出力電力をＰＩａ、交流発電電流をＩＩａとし、インバータ回路４ｂと絶縁トランス５ｂを介して中性線１ｎ−電圧線１ｂ間に出力される交流出力電力をＰＩｂ、交流発電電流をＩＩｂとすれば、交流出力電力をＰＩａ、ＰＩｂは以下のようになる。
ＰＩａ＝ＩＩａ・Ｖａｃ１ …（７）
ＰＩｂ＝ＩＩｂ・Ｖａｃ２ …（８）
【０００７】
電力系統１からの受電電力をＰｐとし、電圧線１ａ−中性線１ｎ間からの受電電力をＰａ、受電電流の有効電流成分をＩａｐとし、中性線１ｎ−電圧線１ｂ間からの受電電力をＰｂ、受電電流の有効電流成分をＩｂｐとすれば、これら受電電力Ｐｐ、Ｐａ、Ｐｂは以下のようになる。
Ｐｐ＝Ｐａ＋Ｐｂ …（９）
Ｐａ＝Ｉａｐ・Ｖａｃ１ …（１０）
Ｐｂ＝Ｉｂｐ・Ｖａｃ２ …（１１）
Ｐａ＝ＰＬａ−ＰＩａ＝（ＩＬａ−ＩＩａ）・Ｖａｃ１ …（１２）
Ｐｂ＝ＰＬｂ−ＰＩｂ＝（ＩＬｂ−ＩＩｂ）・Ｖａｃ２ …（１３）
【０００８】
ところで、図９に示す発電装置は、分散型の発電システムにおいて用いられる。例えば燃料電池による発電の場合、発電余剰電力を逆潮流して売電したとしても、電力変換効率、現在のガス料金や電気料金の設定等では収支計算上プラスとならない。また、電力系統１への影響を考慮した場合、電力系統１への電力の送出つまり逆潮流が許容されない場合もある。電力系統１から受電するか逆潮流するかは、その時点における負荷群２の消費電力と、直流発電装置３から発電される直流電力をインバータ回路４ａ、４ｂ等を介して得られた交流出力電力との大小関係により決定される。
【０００９】
一般に、電力系統１に逆潮流しない条件は、受電電力Ｐｐを正の値として次の（１４）式で表される。
Ｐｐ＞０ …（１４）
【００１０】
しかしながら、単相３線式商用電力系統１の場合、見かけ上単相１００Ｖａｃ電源が２回路あるのとほぼ等価となるため、完全に逆潮流を防止するためには、受電側を正の値として、次の（１５）式と（１６）式とが同時に成立する必要がある。
Ｐａ＞０ …（１５）
Ｐｂ＞０ …（１６）
【００１１】
例えば、
ＰＬａ＝２０００Ｗ
ＰＬｂ＝ ５００Ｗ
ＰＩａ＝１０００Ｗ
ＰＩｂ＝１０００Ｗ
とすると、受電電力Ｐｐ＝２０００＋５００−１０００−１０００＝５００Ｗとなり、（１４）式の条件（Ｐｐ＞０）を満足しているので、電力系統１全体からみれば逆潮流していないことになる。
【００１２】
しかし、単相１００Ｖａｃを個別にみると、Ｐａ＝２０００−１０００＝１０００Ｗ＞０となり（１５）式の条件（Ｐａ＞０）は満足しているが、Ｐｂ＝５００−１０００＝−５００Ｗ＜０となり（１６）式の条件（Ｐｂ＞０）は満足していない。
【００１３】
つまり、上記例では、電力系統１全体では５００Ｗの受電であるが、単相１００Ｖａｃ個別でみれば、電圧線１ａの相では１０００Ｗの受電であるものの、電圧線１ｂの相では逆に５００Ｗの送電（発電）となっている。この場合、完全に逆潮流を防止する為には、電圧線１ｂ側の発電電力ＰＩｂを５００Ｗ以下に制御する必要がある。前述したように、負荷消費電力ＰＬａ、ＰＬｂは、ある程度任意の値となる可能性があるため、電力系統１への逆潮流を完全に防止するためには、電圧線１ａ、１ｂ各相の発電電力を個別に制御する方が、よりきめ細かい電力制御が可能となるので有利となる。従って、図９に示す従来例では、独立制御可能なインバータ回路を２回路設けている。これにより、完全逆潮流防止運転を実現できる。
【００１４】
【特許文献１】
特許第２８８２９５２号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、独立したインバータ回路と商用周波数（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）の絶縁トランスをそれぞれ２つずつ必要としているため、部品点数が多く、大型化し、重く、また価格的にも高価であり、変換効率の悪化につながる可能性がある。また、大型で重い商用周波数の絶縁トランスに替えて高周波絶縁トランスを採用することも考えられるが、この場合、小型化、軽量化に対しては有効であるが、素子数が増加し、駆動回路部品の増加に伴うコストアップや損失の点で不利となる可能性があり採用し辛い。
【００１６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、単相３線式商用電力系統に連系運転するインバータ装置において、完全に独立したインバータ回路を２つまたは絶縁トランスを２つ用いず、且つ、各電圧線について個別の発電電力制御による完全逆潮流防止運転を実現可能な系統連系インバータ装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載した系統連系インバータ装置は、単相３線式商用電力系統に連系可能であって、負荷に対し当該単相３線式商用電力系統からの交流電力および自ら生成した交流電力を供給可能な系統連系インバータ装置において、直流電力を発生もしくは変換する直流発電装置と、この直流発電装置の出力端子間に直列接続された第１および第２の平滑コンデンサから構成され、これら２つの平滑コンデンサの共通接続点が前記単相３線式商用電力系統の中性線に接続された平滑回路と、前記直流発電装置の出力端子間にスイッチング素子をハーフブリッジ状に接続して構成された第１および第２のインバータ回路と、前記中性線を共通線として前記第１のインバータ回路の交流出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第１の電圧線との間に接続された第１のＡＣフィルタ回路と、前記中性線を共通線として前記第２のインバータ回路の交流出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第２の電圧線との間に接続された第２のＡＣフィルタ回路と、前記単相３線式商用電力系統から第１の電圧線と中性線とを通して受電される第１の受電電力を検出する第１の受電電力検出器と、前記単相３線式商用電力系統から第２の電圧線と中性線とを通して受電される第２の受電電力を検出する第２の受電電力検出器と、前記第１の受電電力検出器により検出された第１の受電電力の極性が発電側とならないように前記第１のインバータ回路の交流出力を制御するとともに、前記第２の受電電力検出器により検出された第２の受電電力の極性が発電側とならないように前記第２のインバータ回路の交流出力を制御する交流出力制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
この構成によれば、平滑回路を構成する平滑コンデンサの共通接続点が単相３線式商用電力系統の中性線に接続されているので、第１の電圧線に流れる電流と第２の電圧線に流れる電流との差分の電流を、中性線および平滑回路を通して流すことができる。そして、第１および第２のインバータ回路の交流出力側を非絶縁で直列接続できるようになり、絶縁トランスを設ける必要がなくなる。従って、第１、第２のインバータ回路を用いた各電圧線についての個別の発電電力制御により完全逆潮流防止運転を実現できるとともに、装置の小型、軽量、低コスト、高効率化を図ることができる。
【００１９】
請求項２記載の系統連系インバータ装置は、要約すれば、直流発電装置と、この直流発電装置の出力端子間にスイッチング素子をフルブリッジ状に接続して構成された第１および第２のインバータ回路と、第１のインバータ回路と第１の電圧線および中性線との間に接続された第１のＡＣフィルタ回路と、第２のインバータ回路に接続された第２のＡＣフィルタ回路と、この第２のＡＣフィルタ回路と第２の電圧線および中性線との間に接続された絶縁トランスと、第１の受電電力検出器と、第２の受電電力検出器と、第１、第２の受電電力の極性がともに発電側とならないように第１、第２のインバータ回路の交流出力を制御する交流出力制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、一方の電圧線側に絶縁トランスが介在するため、インバータ回路を構成するスイッチング素子間で生じる電流の回り込みを防止することができ、第１および第２のインバータ回路の交流出力側を直列接続できるようになる。本構成によっても、従来構成に比べて絶縁トランスを１つ削減可能であり、逆潮流を完全に防止できるとともに、装置の小型、軽量、低コスト、高効率化を図ることができる。
【００２１】
また、インバータ回路はフルブリッジ接続形態を備えているので、直流発電装置から入力した直流電圧に対し、正負両極性の電圧を出力可能となる。このため、直流発電装置の出力電圧は、単相３線式商用電力系統の片方の電圧線側（例えば１００Ｖ）の最大値（１４０Ｖ）にマージンを加えた電圧程度あれば良く、直流発電装置は、その直流発電要素である燃料電池などの出力電圧をそのまま出力することが可能となる。また、必要に応じて電圧変換装置を具備しても良い。さらに、インバータ回路に要求される耐圧も低減でき、スイッチング素子やコンデンサ等に電圧定格の小さいものを使用できる。一般に、電圧定格が小さくなると導通損失が小さくなり、また同一形状であれば通電容量が大きくなるので、一層の高効率、小型化を図ることが可能となる。
【００２２】
請求項９記載の系統連系インバータ装置は、要約すれば、直流発電装置と、この直流発電装置の出力端子間にスイッチング素子を三相フルブリッジ状に接続して構成されその第１ないし第３のアームに対応した第１ないし第３の出力端子のうち第３の出力端子が中性線に接続されたインバータ回路と、第１のＡＣフィルタ回路と、第２のＡＣフィルタ回路と、この第２のＡＣフィルタ回路と第２の電圧線および中性線との間に接続され、中性線を基準電位とした場合の第２の出力端子の極性と第２の電圧線の極性とが逆極性となるような結合を有する絶縁トランスと、第１の受電電力検出器と、第２の受電電力検出器と、第３のアームを構成するスイッチング素子のオン・オフ状態を単相３線式商用電力系統の電源位相に応じて制御しながら、第１、第２の受電電力の極性がそれぞれ発電側とならないように第１、第２のアームの交流出力を制御する交流出力制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００２３】
この構成によれば、絶縁トランスの結合により、中性線を基準電位とした場合のインバータ回路の第２の出力端子の極性と第２の電圧線の極性とが逆極性となる。一方、中性線を基準電位とした場合の第１の電圧線の極性と第２の電圧線の極性も逆極性になっている。従って、中性線を基準電位とした場合のインバータ回路の第２の出力端子の極性と第１の電圧線の極性（つまりインバータ回路の第１の出力端子の極性）とが同極性となり、インバータ回路の第１、第２のアームについて中性線を基準として同一のオン・オフ制御を適用可能となる。また、従来構成に比べて絶縁トランスを１つ削減可能であり、逆潮流を完全に防止できるとともに、装置の小型、軽量、低コスト、高効率化を図ることができる。さらに、直流発電装置が出力する直流電圧を低減できる。
【００２４】
請求項１０記載の系統連系インバータ装置は、要約すれば、直流発電装置と、スイッチング素子を三相フルブリッジ状に接続して構成されその第３の出力端子が中性線に接続されたインバータ回路と、第１のＡＣフィルタ回路と、第２のＡＣフィルタ回路と、第１の受電電力検出器と、第２の受電電力検出器と、インバータ回路の第３のアームを構成するスイッチング素子を単相３線式商用電力系統の電源周波数に比べ十分に高い周波数で且つほぼ５０％のオン・オフ比率でスイッチングを行いながら、第１、第２の受電電力の極性がそれぞれ発電側とならないように第１、第２のアームの交流出力を制御する交流出力制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００２５】
この構成によれば、第３のアームを構成するスイッチング素子を高速スイッチングするので、第３の出力端子の電位は等価的に０Ｖとなり、第３の出力端子と中性線とを直接接続することが可能となる。そして、この中性線に、第１の電圧線に流れる電流と第２の電圧線に流れる電流との差分の電流が流れ、絶縁トランスを介することなくインバータ回路と単相３線式商用電力系統とを接続することができる。本構成は、請求項１記載の系統連系インバータ装置と類似するが、上記平滑コンデンサには大型の電解コンデンサ等が使用されることを考慮すれば、装置サイズを低減する上では本構成の方が有利である。本構成によっても、完全逆潮流防止運転を実現できる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態（請求項１に対応）について図１を参照しながら説明する。
この図１は、単相３線式商用電力系統に連系可能な系統連系インバータ装置の電気的構成を示すもので、「従来の技術」で説明した図９と同一構成部分には同一符号を付している。この系統連系インバータ装置６において、直流電力を発生する直流発電装置３の出力端子間には、平滑回路７を構成する第１、第２の平滑コンデンサ７ａ、７ｂが直列に接続されており、さらに第１、第２のインバータ回路８、９を構成するトランジスタなどからなるスイッチング素子８ａと８ｂ、９ａと９ｂがそれぞれ直列に（ハーフブリッジ状に）接続されている。直列接続された平滑コンデンサ７ａ、７ｂの共通接続点は、単相３線式商用電力系統１（電力系統１と称す）の中性線１ｎに接続されている。
【００２７】
インバータ回路８、９の交流出力端子は、それぞれ第１、第２のＡＣフィルタ回路１０、１１を介して電力系統１の第１、第２の電圧線１ａ、１ｂに接続されている。すなわち、第１のＡＣフィルタ回路１０は、リアクトル１０ａとコンデンサ１０ｂとから構成されており、インバータ回路８の交流出力端子はリアクトル１０ａを介して電圧線１ａに接続され、電圧線１ａと中性線１ｎとの間にはコンデンサ１０ｂが接続されている。同様に、第２のＡＣフィルタ回路１１は、リアクトル１１ａとコンデンサ１１ｂとから構成されており、インバータ回路９の交流出力端子はリアクトル１１ａを介して電圧線１ｂに接続され、電圧線１ｂと中性線１ｎとの間にはコンデンサ１１ｂが接続されている。
【００２８】
系統連系インバータ装置６において、電力系統１の電圧線１ａと中性線１ｎとの間、電圧線１ｂと中性線１ｎとの間には、それぞれ１００Ｖａｃ機器である負荷群２ａ、２ｂが接続されており、電圧線１ａと１ｂとの間には２００Ｖａｃ機器である負荷群２ｃが接続されている。系統連系インバータ装置６は、これら負荷群２に対し、電力系統１から交流電力を供給するとともに、直流発電装置３の直流発電電力をインバータ回路８、９により変換して得られる交流発電電力を供給できるようになっている。また、電圧線１ａと中性線１ｎとの間、電圧線１ｂと中性線１ｎとの間には、それぞれ第１、第２の受電電力検出器１２、１３が設けられている。さらに、図示しないが、電力系統電圧Ｖａｃ１ 、Ｖａｃ２ またはＶａｃ１２（「従来の説明」欄参照）を検出する電圧検出器も設けられている。
【００２９】
系統連系インバータ装置６は、交流出力制御回路１４、１５によって制御される。この交流出力制御回路１４、１５は、制御プログラムに従って後述する逆潮流防止制御を実行するマイクロコンピュータ、電力や電圧の検出値をディジタル値に変換するためのＡ／Ｄコンバータ、スイッチング素子８ａ、８ｂ、９ａ、９ｂを駆動するための駆動回路などから構成されている。
【００３０】
本実施形態において、直流発電装置３は直流発電要素として燃料電池を備えており、以下の理由から系統連系インバータ装置６を逆潮流防止制御するようになっている。すなわち、直流発電装置３に燃料電池を使用する場合、電力発生（発電）のためには燃料が必要である。例えば、一般家庭用としては、都市ガス（天然ガス）やプロパンガス等の燃料から、水蒸気改質等の手段により水素リッチなガスを生成し、この水素と空気中の酸素とにより、水の電気分解とは逆反応にて発電する。
【００３１】
従って、太陽光発電等の無償の自然エネルギーを利用して発電するものとは異なり、運転を継続するためには、燃料である都市ガスやプロパンガスが必要であり、燃料費用が発生する。このため、家庭内の負荷群２に対し電力を供給した上で、負荷消費電力と発電電力と差である発電余剰電力が生じた場合、これを電力系統１へ逆潮流して売電したとしても、電力変換効率、現在のガス料金や電気料金の設定等の事情により、基本的には収支計算上プラスとはならない。従って、逆潮流防止つまり必要な範囲で発電することが重要となる。
【００３２】
次に、交流出力制御回路１４、１５が実行する制御内容について説明する。 交流出力制御回路１４、１５は、直流発電装置３により発電された直流電力をインバータ回路８、９により商用周波数（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）の交流電力に変換し、それを電力系統１に接続された負荷群２に送出するように制御する。インバータ回路８、９は、電圧線１ａ−中性線１ｎ間の瞬時電圧信号ｖａｃ１ 、電圧線１ｂ−中性線１ｎ間の瞬時電圧信号ｖａｃ２ または電圧線１ａ−電圧線１ｂ間の瞬時電圧信号ｖａｃ１２により、電力系統１に同期した力率１（目標値）の交流電力を発生させる。
【００３３】
そのために、交流出力制御回路１４、１５は、予めメモリに書き込まれているｓｉｎテーブルを利用して電力系統電圧に同期した単位正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）を生成し、またはこれに替えて電力系統電圧波形を検出しそれを正規化した電力系統瞬時電圧信号を生成する。そして、インバータ回路８、９の瞬時出力電流基準ｉＩａ＊、ｉＩｂ＊を、以下に示す（１７）式〜（２０）式により算出する。
【００３４】
ＩＩａ＊＝ＰＩａ＊／Ｖａｃ１ …（１７）
ＩＩｂ＊＝ＰＩｂ＊／Ｖａｃ２ …（１８）
ｉＩａ＊＝２１／２・ＩＩａ＊・ｓｉｎ（ωｔ） …（１９）
ｉＩｂ＊＝２１／２・ＩＩｂ＊・ｓｉｎ（ωｔ） …（２０）
ただし、
ω＝２πｆ（ｆは電力系統周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ））
【００３５】
交流出力制御回路１４、１５は、電圧型電流制御ＰＷＭにより、インバータ回路８、９の瞬時出力電流ｉＩａ、ｉＩｂがそれぞれ瞬時出力電流基準ｉＩａ＊，ｉＩｂ＊に追従するように、インバータ回路８、９を構成するスイッチング素子８ａと８ｂ、９ａと９ｂを高速でＯＮ−ＯＦＦ制御する。インバータ回路８、９の出力側にはＡＣフィルタ回路１０、１１が設けられているので、ＰＷＭによる高周波成分が除去され、歪の少ない瞬時出力電流（波形）ｉＩａ、ｉＩｂが得られ、以て交流出力電力ＰＩａ、ＰＩｂが発生する。
【００３６】
ところで、１００Ｖ／２００Ｖの電力系統１に非絶縁で接続する場合、系統側の電圧ピーク値は、電圧線１ａ、１ｂ側とも約１４０Ｖとなる。このため、この電圧に打ち勝ってインバータ回路８、９から電力系統１側に出力電流を流し出すには、平滑コンデンサ７ａ、７ｂの直流電圧は、制御マージンを考慮して、それぞれ少なくとも１６０Ｖｄｃ程度以上必要である。つまり、直流発電装置３の直流出力電圧としては、少なくとも１６０Ｖｄｃ＋１６０Ｖｄｃ＝３２０Ｖｄｃ程度必要となる。
【００３７】
なお、図示していないが、直流発電装置３において実際の直流電力を発生する直流発電要素（本実施形態では燃料電池）の電圧と、直流発電装置３の出力電圧に要求される電圧（上記３２０Ｖｄｃ以上）とが相違する場合には、直流発電装置３の内部に、電圧を調整するＤＣ／ＤＣコンバータ（昇圧チョッパなど）を設けるものとする。
【００３８】
さて、電力系統１への逆潮流を完全に防止するためには、受電側を正の値として、（１５）式と（１６）式とが同時に成立する必要がある。以下に、両式を再度記述する。
Ｐａ＞０ …（１５）
Ｐｂ＞０ …（１６）
【００３９】
交流出力制御回路１４、１５で行うディジタル演算において現時点での値には（ｎ）を付して表し、次の演算時点での値には（ｎ＋１）を付して表せば、現時点でのインバータ回路８、９の発電出力基準値はそれぞれＰＩａ＊（ｎ）、ＰＩｂ＊（ｎ）と表せる。この場合、現時点でのインバータ回路８、９の交流出力電力値ＰＩａ（ｎ）、ＰＩｂ（ｎ）は、次の（２１）式、（２２）式により表せる。ただし、ΔＰＩａ、ΔＰＩｂは制御誤差であり、通常は微小値である。
ＰＩａ（ｎ）＝ＰＩａ＊（ｎ）＋ΔＰＩａ …（２１）
ＰＩｂ（ｎ）＝ＰＩｂ＊（ｎ）＋ΔＰＩｂ …（２２）
【００４０】
受電電力検出器１２、１３により検出された受電電力値をＷａ（ｎ）、Ｗｂ（ｎ）とすると、現時点での実際の受電電力値Ｐａ（ｎ）、Ｐｂ（ｎ）は、次の（２３）式、（２４）式により表せる。ΔＷａ、ΔＷｂは検出誤差であり、通常は微小値である。
Ｐａ（ｎ）＝Ｗａ（ｎ）＋ΔＷａ …（２３）
Ｐｂ（ｎ）＝Ｗａ（ｎ）＋ΔＷｂ …（２４）
【００４１】
ここで、制御マージンΔＰを定義する。この制御マージンΔＰは、制御誤差ΔＰＩａ、ΔＰＩｂおよび検出誤差ΔＷａ、ΔＷｂを考慮した所定の値（ΔＰ≧０）とする。交流出力制御回路１４は、インバータ回路８について以下の▲１▼、▲２▼の制御を行う。
【００４２】
▲１▼Ｗａ（ｎ）≧ΔＰの場合
受電極性のため、以下の（ａ）または（ｂ）の何れかにより制御する。
（ａ）現在のインバータ回路８の発電出力基準値ＰＩａ＊（ｎ）を制限する必要はなく、そのまま次の（２５）式に従って制御する。
ＰＩａ＊（ｎ＋１）＝ＰＩａ＊（ｎ） …（２５）
（ｂ）インバータ回路８の出力に余裕のある場合は、本条件▲１▼の範囲内にて次の（２６）式に従ってインバータ回路８の出力を増加させる。ここで、αは正の所定値である。
ＰＩａ＊（ｎ＋１）＝ＰＩａ（ｎ）＋α …（２６）
【００４３】
▲２▼Ｗａ（ｎ）＜ΔＰの場合
実際の受電電力について発電側（逆潮流）になっている可能性あるため、現在のインバータ回路８の発電出力基準値ＰＩａ＊（ｎ）を制限する必要がある。この場合には、（２８）式を満たす範囲内において（２７）式に従って制御する。
ＰＩａ＊（ｎ＋１）＝ＰＩａ＊（ｎ）−（ΔＰ−Ｗａ（ｎ）） …（２７）
ＰＩａ＊（ｎ＋１）≧０ …（２８）
なお、実際のインバータ回路８の発電出力基準値ＰＩａ＊（ｎ＋１）が、所定の値以下の微小量となった場合には、インバータ回路８を停止制御してもよい。これら▲１▼、▲２▼の制御は、交流出力制御回路１５がインバータ回路９を制御する場合にも同様となる。
【００４４】
以上説明したように、本実施形態の系統連系インバータ装置６は、平滑回路７を構成する平滑コンデンサ７ａ、７ｂの共通接続点が電力系統１の中性線１ｎに接続されているので、電圧線１ａに流れる電流と電圧線１ｂに流れる電流との差分の電流を、中性線１ｎを通して流すことができる。そして、インバータ回路８、９の直流入力側について直流発電装置３の出力端子を共通に接続でき、且つインバータ回路８、９の交流出力側も非絶縁で直列接続可能となり、インバータ回路８、９の出力側に絶縁トランスを設ける必要がなくなる。従って、インバータ回路８、９を用いた各電圧線１ａ、１ｂについての個別の発電電力制御により完全逆潮流防止運転を実現できるとともに、装置の小型、軽量、低コスト、高効率化を図ることができる。
【００４５】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態（請求項２に対応）である系統連系インバータ装置の電気的構成を示すもので、図１と同一構成部分には同一符号を付している。この系統連系インバータ装置１６において、直流電力を発生する直流発電装置３の出力端子には、スイッチング素子をフルブリッジ状に接続した第１、第２のインバータ回路１７、１８の入力端子が接続されている。
【００４６】
インバータ回路１７の交流出力端子は、第１のＡＣフィルタ回路１９を介して電力系統１の電圧線１ａおよび中性線１ｎに接続されている。ＡＣフィルタ回路１９は、リアクトル１９ａ、１９ｂとコンデンサ１９ｃとから構成されており、インバータ回路１７の各交流出力端子は、それぞれリアクトル１９ａ、１９ｂを介して電圧線１ａ、中性線１ｎに接続され、電圧線１ａと中性線１ｎとの間にはコンデンサ１９ｃが接続されている。
【００４７】
一方、インバータ回路１８の交流出力端子は、第２のＡＣフィルタ回路２０と絶縁トランス２１を介して電力系統１の電圧線１ｂおよび中性線１ｎに接続されている。ＡＣフィルタ回路２０は、リアクトル２０ａ、２０ｂとコンデンサ２０ｃとから構成されており、インバータ回路１８の各交流出力端子は、それぞれリアクトル２０ａ、２０ｂを介して絶縁トランス２１の一次側端子に接続され、絶縁トランス２１の一次側端子間にはコンデンサ２０ｃが接続されている。絶縁トランス２１の二次側端子は、電圧線１ａおよび中性線１ｎに接続されている。絶縁トランス２１は、１：１の電圧比（巻数比）を有している。
【００４８】
インバータ回路１７、１８の直流入力側について直流発電装置３の出力端子を共通に接続する場合、単相フルブリッジ接続形態を有するインバータ回路１７、１８の出力端子を直接接続して電力系統１に連系しようとすると、インバータ回路１７、１８を構成するスイッチング素子間で電流の回り込みが生じる。このため、従来構成（図９）においても、インバータ回路４ａ、４ｂの出力側に２つの絶縁トランス５ａ、５ｂを設けて対処している。
【００４９】
これに対し、本実施形態では、２組のインバータ回路１７、１８のうちインバータ回路１７を、ＡＣフィルタ回路１９を介して電圧線１ａおよび中性線１ｎに直接接続し、絶縁トランスを省略している。つまり、一つのインバータ回路１７については、非絶縁で電力系統１に接続することが可能となっている。このように、一つの絶縁トランスを省くと、直流地絡事故により発生する直流電流が電力系統１に流出することが懸念されるが、これについては既に種々の保護手段が提案されており特に問題とはならない。本実施形態で一つの絶縁トランスを省くことができたのは、後述するように電圧調整のために直流発電装置３に電圧調整手段を設けたことによる。
【００５０】
ＡＣフィルタ回路１９中の中性線１ｎ側に接続されたリアクトル１９ｂについては、電気回路的には必須ではなく省略可能である。ただし、インバータ回路１７のＰＷＭ制御による各スイッチング素子の高速ＯＮ−ＯＦＦに伴う対アース（ＧＮＤ）電位変動に起因する高周波ノイズの電力系統１への流出を低減し、または電波として装置外部に放射されるのを低減するためには有効であり、具備する方が望ましい。
【００５１】
これに対し、インバータ１８は、絶縁トランス５ｂを介して電力系統１に接続されているため、高周波ノイズの流出防止の観点からは、ＡＣフィルタ回路２０中のリアクトル２０ａと２０ｂの何れか一方は省略可能である。また、ＡＣフィルタ回路２０について、コンデンサ２０ｃを絶縁トランス２１の二次側（つまり、電圧線１ｂと中性線１ｎとの間）に接続し、リアクトル２０ａ、２０ｂに替えてまたはその一部として、絶縁トランス２１の漏れリアクタンスを利用することにより、トランス絶縁型のＡＣフィルタ回路を構成し、比較的重量物であるリアクトル２０ａ、２０ｂを削除ないし削減することも可能である。
【００５２】
１００Ｖ／２００Ｖの単相３線式商用電力系統１の各相に対しフルブリッジ接続形態を持つインバータ回路１７、１８を非絶縁で接続する場合、系統側の電圧ピーク値は約１４０Ｖとなる。このため、この電圧に打ち勝ってインバータ回路１７、１８から電力系統１側に出力電流を流し出すには、直流発電装置３の直流出力電圧としては、制御マージンを考慮して、少なくとも１６０Ｖｄｃ程度以上必要である。
【００５３】
図示していないが、実際の直流電力を発生する直流発電要素（本実施形態では燃料電池）の電圧レベルと、直流発電装置３の出力電圧に要求される電圧（１６０Ｖｄｃ以上）とが相違する場合には、直流発電装置３の内部に、電圧を調整するＤＣ／ＤＣコンバータ（昇圧チョッパなど）を設けるものとする。
【００５４】
上記インバータ回路１７、１８は、交流出力制御回路２２、２３によって制御される。交流出力制御回路２２、２３は、フルブリッジ接続形態のインバータ回路１７、１８を制御可能に構成されているが、その制御内容は交流出力制御回路１４、１５と同様である。
【００５５】
以上説明したように、本実施形態の系統連系インバータ装置１６によれば、逆潮流を完全に防止できるとともに、従来構成に比べて絶縁トランスを１つ削減可能であり、装置の小型、軽量、低コスト、高効率化を図ることができる。また、インバータ回路１７、１８はフルブリッジ接続形態を備えているので、直流発電装置３から入力した直流電圧に対し、正負両極性の電圧を出力可能となる。このため、直流発電装置３の出力電圧は、電力系統１の相の最大値（１４０Ｖ）にマージンを加えた電圧程度あればよく、直流発電装置３は、その直流発電要素である燃料電池などの出力電圧をそのまま出力することが可能となる。また、必要に応じて電圧変換手段を具備しても良い。
【００５６】
さらに、直流電圧を２００Ｖｄｃ以下に抑えることが可能なため、インバータ回路１７、１８や直流発電装置３内のコンバータのスイッチング素子やコンデンサ等の部品耐圧について、第１の実施形態に比べて約１／２つまり２５０Ｖ定格程度の素子、部品が使用可能となる。一般に、電圧定格が小さくなると導通損失が小さくなり、また同一形状であれば通電容量が大きくなるので、一層の高効率、小型化を図ることが可能となる。
【００５７】
（第３の実施形態）
図３は、本発明の第３の実施形態（請求項９に対応）である系統連系インバータ装置の電気的構成を示すもので、図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。この系統連系インバータ装置２４において、直流電力を発生する直流発電装置３の出力端子には、スイッチング素子２５ａ１、２５ａ２、２５ｂ１、２５ｂ２、２５ｎ１、２５ｎ２を三相フルブリッジ状に接続したインバータ回路２５の入力端子が接続されている。ここで、スイッチング素子２５ａ１と２５ａ２、２５ｂ１と２５ｂ２、２５ｎ１と２５ｎ２により、それぞれ第１、第２、第３のアーム２５ａ、２５ｂ、２５ｎが構成されている。
【００５８】
アーム２５ａ、２５ｎの交流出力端子は、第１のＡＣフィルタ回路２６を介して電力系統１の電圧線１ａおよび中性線１ｎに接続されている。アーム２５ｎの交流出力端子（第３の出力端子に相当）は、リアクトル２８を介して中性線１ｎに接続されている。ＡＣフィルタ回路２６は、リアクトル２６ａ、２８とコンデンサ２６ｂとから構成されている。アーム２５ａの交流出力端子（第１の出力端子に相当）は、リアクトル２６ａを介して電圧線１ａに接続されており、電圧線１ａと中性線１ｎとの間にはコンデンサ２６ｂが接続されている。
【００５９】
一方、アーム２５ｂの交流出力端子（第２の出力端子に相当）は、第２のＡＣフィルタ回路２７と絶縁トランス２９を介して電力系統１の電圧線１ｂに接続されている。ＡＣフィルタ回路２７は、リアクトル２７ａ、２８とコンデンサ２７ｂとから構成されている。
【００６０】
すなわち、アーム２５ｂの交流出力端子は、リアクトル２７ａを介して絶縁トランス２９の一次側端子に接続されている。絶縁トランス２９の一次側端子の他方は中性線１ｎに接続され、一次側端子間にはコンデンサ２７ｂが接続されている。絶縁トランス２９の二次側端子は、電圧線１ｂおよび中性線１ｎに接続されている。この絶縁トランス２９は、１：１の電圧比（巻数比）を有しており、中性線１ｎを基準電位とした場合のアーム２５ｂの交流出力端子の極性と電圧線１ｂの極性とが逆極性となるような巻線の結合を有している。
【００６１】
インバータ回路２５のうちアーム２５ａ、２５ｂは、それぞれ交流出力制御回路１４、１５によってＰＷＭ制御（電圧型電流制御ＰＷＭ）され、アーム２５ｎは交流出力制御回路３０によって制御されるようになっている。交流出力制御回路３０には、図示しない電圧検出器により検出された電力系統電圧Ｖａｃ１ （Ｖａｃ２ またはＶａｃ１２でもよい）が入力されている。
【００６２】
以上のように構成すると、直流発電装置３の直流出力からみて、インバータ回路２５のアーム２５ａ、２５ｎおよびＡＣフィルタ回路２６から構成される部分は、図２における単相フルブリッジインバータ回路１７およびＡＣフィルタ回路１９から構成される部分と等価となる。従って、この部分については、電力系統１の電圧線１ａおよび中性線１ｎに直接接続することが可能である。
【００６３】
一方、絶縁トランス２９を電力系統１の電圧線１ｂおよび中性線１ｎに接続すると、中性線１ｎを基準電位とした場合、絶縁トランス２９の一次側電圧ｖ２は、電力系統１の電圧線１ｂ−中性線１ｎ間の電圧（−Ｖａｃ２ ）に対し逆極性の電圧波形となる。一般に、中性線１ｎを基準電位とした場合、電力系統１の電圧線１ａ−中性線１ｎ間の電圧Ｖａｃ１ と電圧線１ｂ−中性線１ｎ間の電圧（−Ｖａｃ２ ）とは、大きさが等しく逆極性（正負が反対）の電圧波形となっている。従って、一次側電圧ｖ２と電圧Ｖａｃ１ （電圧Ｖａｃ２ ）とは、大きさ、極性ともにほぼ等しくなる。その結果、インバータ回路２５のＰＷＭ制御に関し、アーム２５ａとアーム２５ｂは、中性線１ｎを共通として同一のＯＮ−ＯＦＦ制御方式が適用可能となる。
【００６４】
このＯＮ−ＯＦＦ制御方式は、以下のように行われる。すなわち、電力系統電圧Ｖａｃ１ （またはＶａｃ２ 、Ｖａｃ１２）が正（＋）の半サイクルの期間にあっては、スイッチング素子２５ｎ２＝ＯＮ（２５ｎ１＝ＯＦＦ）の状態を保持する。この場合、スイッチング状態に応じてインバータ回路２５からの交流出力（発電）は以下のようになる。
【００６５】
▲１▼スイッチング素子２５ａ１＝ＯＮ（２５ａ２＝ＯＦＦ）、
スイッチング素子２５ｂ１＝ＯＮ（２５ｂ２＝ＯＦＦ）の状態
インバータ回路２５からの交流出力（発電）は増加する。
▲２▼スイッチング素子２５ａ１＝ＯＦＦ（２５ａ２＝ＯＮ）、
スイッチング素子２５ｂ１＝ＯＦＦ（２５ｂ２＝ＯＮ）の状態
インバータ回路２５からの交流出力（発電）は減少する。
【００６６】
一方、電力系統電圧が負（−）の半サイクルの期間にあっては、スイッチング素子２５ｎ１＝ＯＮ（２５ｎ２＝ＯＦＦ）の状態を保持する。この場合、スイッチング状態に応じてインバータ回路２５からの交流出力（発電）は以下のようになる。
【００６７】
▲１▼スイッチング素子２５ａ１＝ＯＮ（２５ａ２＝ＯＦＦ）、
スイッチング素子２５ｂ１＝ＯＮ（２５ｂ２＝ＯＦＦ）の状態
インバータ回路２５からの交流出力（発電）は増加する（絶対値としては減少する）。
▲２▼スイッチング素子２５ａ１＝ＯＦＦ（２５ａ２＝ＯＮ）、
スイッチング素子２５ｂ１＝ＯＦＦ（２５ｂ２＝ＯＮ）の状態
インバータ回路２５からの交流出力（発電）は減少する（絶対値としては増加する）。
【００６８】
なお、スイッチング素子２５ｎ１、２５ｎ２は、他のスイッチング素子２５ａ１、２５ａ２、２５ｂ１、２５ｂ２のような高速スイッチングを行わず、基本的には、電源周波数の半サイクルに１回のみのスイッチングである。このため、当該スイッチング素子２５ｎ１、２５ｎ２のスイッチングに起因する高周波ノイズ成分はかなり小さくなる。従って、スイッチング素子２５ｎ１、２５ｎ２に接続されているＡＣフィルタ回路２６、２７中のリアクトル２８は、理論的に削除またはかなり小さなものにすることが可能である。
【００６９】
本実施形態の系統連系インバータ装置２４によれば、逆潮流を完全に防止できるとともに、従来構成に比べて絶縁トランスを１つ削減可能であり、装置の小型、軽量、低コスト、高効率化を図ることができる。特に、三相フルブリッジ接続形態のインバータ回路２５を用いているため、単相フルブリッジインバータを２回路設けた構成に比べ、スイッチング素子数を減らすことができ、それに伴ってゲート駆動回路も削減することができる。
【００７０】
また、第２の実施形態と同様に、１００Ｖ／２００Ｖの単相３線式商用電力系統１の各相に対しフルブリッジインバータ回路を非絶縁で接続する場合と等価となるため、直流発電装置３の直流出力電圧としては１６０Ｖｄｃ程度以上あればよく、直流発電装置３は、その直流発電要素である燃料電池などの出力電圧をそのまま出力することが可能となる。そして、必要に応じて電圧変換手段を具備すれば良い。さらに、インバータ回路２５や直流発電装置３内のコンバータのスイッチング素子やコンデンサ等の部品耐圧も低減することができる。
【００７１】
絶縁トランス２９を設けることにより、中性線１ｎを基準電位とするアーム２５ｂの出力電圧が電力系統１の電圧Ｖａｃ１ とほぼ等しくなるため、インバータ回路２５のＰＷＭ制御に関し、アーム２５ａとアーム２５ｂとを同一のＯＮ−ＯＦＦ制御方式により制御でき、制御の統一化、簡単化が図られる。
【００７２】
（第４の実施形態）
図４は、本発明の第４の実施形態（請求項１０に対応）である系統連系インバータ装置の電気的構成を示すもので、図１または図３と同一構成部分には同一符号を付して示している。この系統連系インバータ装置３１において、直流電力を発生する直流発電装置３の出力端子には、三相フルブリッジ接続形態を有するインバータ回路２５の入力端子が接続されている。インバータ回路２５のアーム２５ａ、２５ｂの交流出力端子は、それぞれＡＣフィルタ回路１０、１１を介して電力系統１の電圧線１ａ、１ｂに接続されており、アーム２５ｎの交流出力端子は、リアクトル３２を介して電力系統１の中性線１ｎに接続されている。直流発電装置３の出力電圧は、制御マージンを考慮して少なくとも３２０Ｖｄｃ程度以上必要となる。
【００７３】
中性線１ｎに接続されたリアクトル３２については、電気回路上では必須ではなく省略可能である。ただし、後述するようにアーム２５ｎを構成するスイッチング素子２５ｎ１、２５ｎ２は、高周波でＰＷＭスイッチングされるため、その高速ＯＮ−ＯＦＦに伴う対アース（ＧＮＤ）電位変動に起因する高周波ノイズの電力系統１への流出を低減し、または電波として装置外部に放射されるのを低減するためには有効であり、具備する方が望ましい。
【００７４】
インバータ回路２５のうちアーム２５ａ、２５ｂは、それぞれ交流出力制御回路１４、１５によってＰＷＭ制御（電圧型電流制御ＰＷＭ）され、アーム２５ｎは交流出力制御回路３３によって制御されるようになっている。
【００７５】
以上のように構成すると、直流発電装置３の直流出力からみて、インバータ回路２５のアーム２５ａ、２５ｂおよびＡＣフィルタ回路１０、１１から構成される部分は、単相２００Ｖのフルブリッジインバータ回路と等価となる。従って、この部分については、電力系統１の電圧線１ａ、１ｂに直接接続することが可能である。ただし、電力系統１の電圧線１ａと１ｂに流れる電流は、同一で且つ逆極性である必要があるため、このままでは電圧線１ａ、１ｂの各相について個別に出力制御することができない。
【００７６】
そこで、交流出力制御回路３３により、スイッチング素子２５ｎ１、２５ｎ２を５０％のＯＮ−ＯＦＦ比率で高速スイッチング制御を行う。このときのスイッチング周波数は、電力系統１の電源周波数に比べて十分に高い周波数とする。その結果、アーム２５ｎの交流出力端子の電位が等価的に中性線１ｎの電位と同じ０Ｖとなり、アーム２５ｎの交流出力端子と中性線１ｎとを直接接続することが可能となる。そして、この接続線（リアクトル３２が接続されている線）に、電力系統１の電圧線１ａ側、１ｂ側を個別に出力制御したときの電圧線１ａに流れる電流と電圧線と１ｂに流れる電流との差分の電流が流れることになる。
【００７７】
本実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、インバータ回路２５を用いた電圧線１ａ、１ｂ各相についての個別の発電電力制御により完全逆潮流防止運転を実現できるとともに、絶縁トランスを設けない非絶縁の構成とすることにより装置の小型、軽量、低コスト、高効率化を図ることができる。また、上記中性線１ｎに流れる差分の電流について、第１の実施形態では平滑コンデンサ７ａ、７ｂに流すのに対し、本実施形態ではスイッチング素子２５ｎ１、２５ｎ２に流すことになる。通常、平滑コンデンサには大型の電解コンデンサ等が使用されるため、装置サイズを低減する上では本実施形態の方が有利となる。なお、スイッチング素子２５ｎ１、２５ｎ２のＯＮ−ＯＦＦデューティ比はほぼ５０％であれば良い。
【００７８】
（第５の実施形態）
図５は、本発明の第５の実施形態（請求項１４に対応）である系統連系インバータ装置の電気的構成を示すもので、図４と同一構成部分には同一符号を付して示している。この系統連系インバータ装置３４は、第４の実施形態で説明した系統連系インバータ装置３１に対し、２つの単巻トランスまたは２つの絶縁トランスを付加した点に特徴を有する。図５は単巻トランス３５、３６を付加した場合を示しているが、絶縁トランスを付加する場合も同様の構成となる。単巻トランス３５、３６を付加する場合と絶縁トランスを付加する場合との差は、電力系統１とインバータ回路２５との間の絶縁の有無である。なお、図示しないが、第１の実施形態で説明した系統連系インバータ装置６（図１）において、ＡＣフィルタ回路１０、１１と電力系統１との間にそれぞれ単巻トランスまたは絶縁トランスを付加しても良い。
【００７９】
第１、第２の単巻トランス３５、３６は、それぞれＡＣフィルタ回路１０、１１と電力系統１との間に付加されている。すなわち、単巻トランス３５の一次巻線（分路巻線）は、ＡＣフィルタ回路１０の出力端子および中性線１ｎに接続されており、二次巻線は、電圧線１ａおよび中性線１ｎに接続されている。同様に、単巻トランス３６の一次巻線（分路巻線）は、ＡＣフィルタ回路１１の出力端子および中性線１ｎに接続されており、二次巻線は、電圧線１ｂおよび中性線１ｎに接続されている。
【００８０】
第４の実施形態と同様に、本実施形態の系統連系インバータ装置３４では基本的に非絶縁の構成が可能である。すなわち、回路構成上、絶縁トランスを使用する必要はない。従って、本実施形態において単巻トランス３５、３６または絶縁トランスを使用する目的は、インバータ回路２５と電力系統１とを絶縁するためではなく、出力電圧の調整、つまり電力系統電圧Ｖａｃ１ 、Ｖａｃ２ とインバータ出力電圧との差を補償するためである。
【００８１】
前述したように、直流発電装置３において、実際に直流電力を発生する直流発電要素（例えば燃料電池）の直流出力電圧レベルと、インバータ回路２５を介して電力系統１に連系するために必要な電圧レベルとは合わない場合が多い。従って、多くの場合、この電圧レベルを一致させるために、ＤＣ／ＤＣコンバータ等の電圧変換手段を用いる。そこで、本実施形態のようにトランスを使用して交流電圧部分で電圧レベルを合わせれば、直流発電装置３中の直流発電要素を直接インバータ回路２５の直流入力端子に接続可能となり、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ等の電圧変換手段を設ける必要がなくなる。その結果、電圧変換手段により生じる付加的な損失を低減することが可能となり、装置の高効率化が図られる。なお、一般に、単巻トランス３５、３６を用いる方が絶縁トランスを用いるよりも小型化できる。
【００８２】
本実施形態によっても、第４の実施形態とほぼ同様の作用、効果が得られる。本実施形態では重量物であるトランスを使用しているが、従来構成（図９参照）と比較してインバータの構成を簡単化できる。また、直流発電装置３にＤＣ／ＤＣコンバータ等の電圧変換手段を設ける必要がないので、直流発電装置３の簡素化、高効率化を達成でき、結果として、装置全体としての低価格化、高効率化を図れる。
【００８３】
なお、本発明の説明では特に詳しく述べないが、非絶縁で電力系統１に連系して発電運転を行う場合、直流発電装置３側の地絡事故が、系統地絡事故に発展しないよう直流地絡保護が必要となる。さらに、インバータ回路２５の出力に直流成分を持ったまま発電すると、この直流分が電力系統１に流出し、柱状変圧器の偏磁等の悪影響を起こす可能性がある。このため、直流分流出防止保護が必要となる。従って、これらの保護を簡略化する意味で、あえて絶縁トランスを使用する場合も考えられる。また、絶縁トランスを使用すると、直流発電装置３側の任意の１点を直接設置可能となるため、用途によっては有効となりうる。その場合であっても、本実施形態の採用により、従来構成に比べてインバータ構成を簡単化できるという利点がある。
【００８４】
（第６の実施形態）
次に、本発明の第６の実施形態（請求項１５に対応）について説明する。
上述した各実施形態では、逆潮流防止のため、受電電力検出器１２、１３を設け、この検出信号によりインバータ回路８、９、１７、１８、２５の発電出力基準値ＰＩａ＊（ｎ）、ＰＩｂ＊（ｎ）に制限をかけるように制御していた。しかしながら、元々、インバータ制御のために電圧検出器を設けて電力系統電圧Ｖａｃ１ 、Ｖａｃ２ を検出するようになっている。従って、受電電力検出器１２、１３に替えて、電圧線１ａ、１ｂに流れる電流を検出する受電電流検出器（変流器等）を設ければ、交流出力制御回路１４、１５、２２、２３において、アナログ的またはデジタル的に電圧と電流との乗算および平均値処理を実行することにより受電電力を算出でき、それを用いて逆潮流防止制御が可能となる。一般に、受電電流検出器は、受電電力検出器に比べ安価であるため、装置のコストを下げることができる。
【００８５】
また、逆潮流防止のためには、電源電圧波形と受電電流の位相関係により、受電状態であるか発電（逆潮流）状態であるかを推定可能である。従って、逆潮流防止制御のためには電圧と電流の瞬時値乗算を行わなくてもよく、制御に係る演算時間を短縮して制御に対する負担を軽減することが可能である。
【００８６】
（第７の実施形態）
次に、本発明の第７の実施形態（請求項３、４、１１、１２に対応）として、上述した各実施形態について、直流発電装置３およびインバータ回路８、９、１７、１８、２５の利用率を高める上で有効となる負荷群２の消費電力とインバータ回路の出力容量との関係について説明する。なお、ここでは第１の実施形態の系統連系インバータ装置６を対象として説明するが、その他の系統連系インバータ装置１６、２４、３１、３４についても同様となる。
【００８７】
一般家庭を考えた場合、家電製品などからなる負荷群２の消費電力は、電力会社との契約電力の範囲内であり、瞬時電力としてはある程度変動するものの、平均電力は契約電力の数分の１以下になる場合が多い。一方、系統連系インバータ装置６の出力容量は、直流発電装置３の発電可能な直流電力により制限される。さらに、逆潮流防止制御を行うと、負荷群２の消費電力以上に発電することはできない。従って、直流発電装置３の容量としては、装置のイニシャルコスト（購入費用）や稼働率を考えると、１〜２ｋＷ程度で十分と考えられる。簡単化のため系統連系インバータ装置６の変換効率を１００％と仮定すれば、系統連系インバータ装置６の容量も１〜２ｋＷ程度で十分となる。
【００８８】
そこで、次の条件の下で具体的な容量値を検討する。
直流発電定格電力＝１０００Ｗ（連続発電最大値）
電力系統１の契約電力＝６ｋＶＡ（２００Ｖ−３０Ａ）
【００８９】
１００Ｖ／２００Ｖの単相３線式商用電力系統１は、２つの定格電圧１００Ｖの電源と見なすことができ、受電電力の最大値は、各相ごとに１００Ｖ・３０Ａ＝３０００ＶＡ（力率＝１とすると３０００Ｗ相当）となる。この場合、家庭では、各相について３０００Ｗ−１００Ｖの電力を消費する負荷群２の接続が可能である。また、直流発電定格電力＝１０００Ｗであることから、上記第１ないし第６の実施形態で示したように、完全に逆潮流を防止するためには独立して制御可能な１００Ｖ定格のインバータ回路８、９が必要である。この場合、この２つのインバータ回路８、９の交流出力電力ＰＩａ、ＰＩｂの合計値は、次の（２９）式で示すように直流発電定格電力である１０００Ｗを超えることはできない。
【００９０】
ＰＩａ＋ＰＩｂ≦１０００Ｗ …（２９）
【００９１】
（ａ）実例１
（２９）式が成立する条件の下で、インバータ回路８、９の定格出力容量ＰＩａ（定格）、ＰＩｂ（定格）を以下のように、すなわち両者ともに直流発電定格電力に等しく設定した場合について検討する。
ＰＩａ（定格）＝１０００Ｗ …（３０）
ＰＩｂ（定格）＝１０００Ｗ …（３１）
【００９２】
この場合、交流出力電力ＰＩａ、ＰＩｂが（２９）式を満たす範囲内であれば、インバータ回路８、９は、逆潮流を完全に防止しながら最大で直流発電定格電力（１０００Ｗ）までの電力を出力することができる。すなわち、完全逆潮流運転を実現するためにインバータ回路８、９の出力電力が制限されることはあっても、インバータ回路８、９の定格出力容量ＰＩａ（定格）、ＰＩｂ（定格）が原因となって出力電力が制限されることはない。従って、直流発電装置３の利用率を高めることができる。
【００９３】
また、電力系統１の有する何れかの１００Ｖ電源について、屋内配線等の影響または負荷群２の構成（負荷群２ａと負荷群２ｂとの間のアンバランス）により、何れかの消費電力が１０００Ｗよりも小さくなる傾向がある場合には、該当相のインバータの定格出力容量を負荷電力見合いに小さくし、インバータ合計定格出力容量を下げると良い。すなわち、インバータ回路８、９のうち少なくとも一方の定格出力容量（変換電力容量）が、前記直流発電装置の直流発電定格電力（定格容量）にほぼ等しく設定されていればよい。これにより、直流発電装置３の利用率およびインバータ利用率を高めることができる。
【００９４】
（ｂ）実例２
（２９）式が成立する条件の下で、インバータ回路８、９の定格出力容量ＰＩａ（定格）、ＰＩｂ（定格）を以下のように、すなわち両者ともに直流発電定格電力の１／２に等しく設定した場合について検討する。
ＰＩａ（定格）＝５００Ｗ …（３２）
ＰＩｂ（定格）＝５００Ｗ …（３３）
【００９５】
この場合には、上記（２９）式で示す条件に対し、さらに次の（３４）式、（３５）式で示す条件が付加される。
ＰＩａ≦５００Ｗ …（３４）
ＰＩｂ≦５００Ｗ …（３５）
【００９６】
本実例の場合には、完全逆潮流運転を実現した状態で交流出力電力ＰＩａ、ＰＩｂが（２９）式を満たす範囲内にあっても、（３４）式、（３５）式で示すように定格出力容量ＰＩａ（定格）、ＰＩｂ（定格）は５００Ｗを超えることができないため、直流発電装置３の出力電力の一部を利用できない場合が生じることがある。従って、直流発電装置３の利用率の点からは、上記実例１よりも劣る結果となる。しかし、インバータ合計定格出力容量は直流発電定格電力に等しいため（実例１の１／２）、インバータ回路８、９自体の利用率は実例１よりも向上する。すなわち、インバータ利用率を高める上では、インバータ回路８、９のうち少なくとも一方の定格出力容量（変換電力容量）を、前記直流発電装置の直流発電定格電力（定格容量）の１／２にほぼ等しく設定すると良い。
【００９７】
なお、電力系統１の有する何れかの１００Ｖ電源について、屋内配線または負荷群２の構成により、両電力系統の消費電力がバランスしている状況の下（例えば、２００Ｖの負荷群２ｃの負荷容量が大きい場合等）では、直流発電装置３の利用率の低下を抑制することができる。
【００９８】
（第８の実施形態）
図６は、本発明の第８の実施形態（請求項５に対応）である系統連系インバータ装置の電気的構成を示すもので、図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。この系統連系インバータ装置３７は、第１の実施形態で説明した系統連系インバータ装置６に対しさらに構成要素を付加したものである。
【００９９】
すなわち、直流電力を発生する直流発電装置３の出力端子間には、第３のインバータ回路３８を構成するスイッチング素３８ａと３８ｂが直列に（ハーフブリッジ状に）接続されている。このインバータ回路３８の変換電力容量は、直流発電装置３の直流発電定格電力の１／２以下またはインバータ回路８、９と同程度の容量に設定されている。インバータ回路８、９、３８は、交流出力制御回路４１によってＰＷＭ制御（電圧型電流制御ＰＷＭ）されるようになっている。ここで、３つのインバータ回路８、９、３８は、一つの三相フルブリッジモジュール等により構成しても良い。
【０１００】
電源選択スイッチ回路３９は、選択信号Ｓｃ＊（後述）に従って、インバータ回路３８の出力端子を電力系統１の電圧線１ａ、１ｂの何れか一方に接続するもので、インバータ回路３８の出力端子と電源選択スイッチ回路３９との間にはリアクトル４０からなる第３のＡＣフィルタ回路が接続されている。このＡＣフィルタ回路は、さらにコンデンサを追加した構成としても良い。
【０１０１】
また、急激な負荷変動等により電源選択スイッチ回路３９の切り替えが頻繁に発生することを防止するため、電源選択スイッチ回路３９の選択論理に時限要素や不感帯等を設けてもよい。時限要素とは、例えば一旦切り替えると所定時間はその切り替え状態を保持するものであり、不感帯とは、ヒステリシスを持たせた切り替え制御等をいう。
【０１０２】
負荷容量演算回路４２は、電力系統１の電圧線１ａに接続された負荷群２ａ、２ｃが消費する負荷消費電力ＰＬａと電力系統１の電圧線１ｂに接続された負荷群２ｂ、２ｃが消費する負荷消費電力ＰＬｂとを演算するものである。また、電源選択スイッチ制御回路４３は、負荷消費電力推定値ＰＬａ＊とＰＬｂ＊（後述）との比較に基づいて、上記選択信号Ｓｃ＊を出力するものである。なお、これら交流出力制御回路４１、負荷容量演算回路４２および電源選択スイッチ制御回路４３は、マイクロコンピュータが所定のプログラムを実行することにより実現されるものである。
【０１０３】
次に、本実施形態の作用について説明する。
まず、以下の説明で用いる記号を定義する。
各相の受電電力：Ｐａ、Ｐｂ
各相の受電電力検出値：Ｗａ、Ｗｂ
各相の負荷消費電力：ＰＬａ、ＰＬｂ
各相の負荷消費電力推定値：ＰＬａ＊、ＰＬｂ＊
インバータ回路８、９、３８の交流出力電力：ＰＩａ、ＰＩｂ、ＰＩｃ
インバータ回路８、９、３８の発電出力基準：ＰＩａ＊、ＰＩｂ＊、ＰＩｃ＊
電源選択スイッチ回路３９の選択信号（論理信号）：Ｓｃ＊
Ｓｃ＊＝１（電圧線１ａ選択時）
Ｓｃ＊＝０（電圧線１ｂ選択時）
【０１０４】
負荷消費電力ＰＬａ、ＰＬｂは、それぞれ（３６）式、（３７）式により求められる。ただし、／Ｓｃ＊は、選択信号Ｓｃ＊の論理反転信号である。
ＰＬａ＝Ｐａ＋ＰＩａ＋Ｓｃ＊・ＰＩｃ …（３６）
ＰＬｂ＝Ｐｂ＋ＰＩｂ＋／Ｓｃ＊・ＰＩｃ …（３７）
【０１０５】
ここで、受電電力Ｐａ、Ｐｂ、交流出力電力ＰＩａ、ＰＩｂ、ＰＩｃについて次の近似式（３８）〜（４２）が成立する。
Ｐａ≒Ｗａ …（３８）
Ｐｂ≒Ｗｂ …（３９）
ＰＩａ≒ＰＩａ＊ …（４０）
ＰＩｂ≒ＰＩｂ＊ …（４１）
ＰＩｃ≒ＰＩｃ＊ …（４２）
【０１０６】
従って、負荷容量演算回路４２は、次の（４３）式、（４４）式により各相の負荷消費電力ＰＬａ＊、ＰＬｂ＊を推定演算する。
ＰＬａ＊≒Ｗａ＋ＰＩａ＊＋Ｓｃ＊・ＰＩｃ＊ …（４３）
ＰＬｂ＊≒Ｗｂ＋ＰＩｂ＊＋／Ｓｃ＊・ＰＩｃ＊ …（４４）
【０１０７】
そして、電源選択スイッチ制御回路４３は、負荷消費電力推定値ＰＬａ＊、ＰＬｂ＊に基づいて、以下のように選択信号Ｓｃ＊の論理値を更新する。
▲１▼ＰＬａ＊≧ＰＬｂ＊の場合
Ｓｃ＊＝１（電圧線１ａ選択指令を出力）
▲２▼ＰＬａ＊＜ＰＬｂ＊の場合
Ｓｃ＊＝０（電圧線１ｂ選択指令を出力）
【０１０８】
つまり、２つの相のうち負荷消費電力の大きい相にインバータ回路３８の出力端子を接続し、当該相に接続されているインバータ回路８または９の交流出力電力の補助を行うことにより、直流発電装置３の利用率向上を図りつつ、インバータ回路８、９、３８の利用率向上を図ることができる。
【０１０９】
そこで、実例３としてインバータ回路８、９、３８の定格出力容量ＰＩａ（定格）、ＰＩｂ（定格）、ＰＩｃ（定格）を全て直流発電定格電力（１０００Ｗ）の１／２（５００Ｗ）に等しく設定した場合について、第７の実施形態で説明した実例１、２と比較する。
【０１１０】
（ａ）実例１（第７の実施形態）
負荷消費電力１０００Ｗまで全て発電可能であり、直流発電装置３の利用率は実例３と並び全実例中で最も高くなる。これに対し、インバータ合計定格出力容量は２０００Ｗとなり、インバータ利用率は全実例中で最も低くなる。
【０１１１】
（ｂ）実例２（第７の実施形態）
負荷消費電力１０００Ｗまで発電可能であるが、各相について５００Ｗ超過部分については発電できず、直流発電装置３の利用率は全実例中で最も低くなる。これに対し、インバータ合計定格出力容量は１０００Ｗとなり、インバータ利用率は全実例中で最も高くなる。
【０１１２】
（ｃ）実例３（本実施形態）
電源選択スイッチ回路３９を切り替えることにより、負荷消費電力１０００Ｗまで全て発電可能となり、直流発電装置３の利用率は実例１と並び全実例中で最も高くなる。これに対し、インバータ合計定格出力容量は１５００Ｗとなり、インバータ利用率は、全実例中の中位となる。
【０１１３】
交流出力制御回路４１は、電源選択スイッチ回路３９の電源選択状態に応じたインバータ回路８と３８またはインバータ回路９と３８の各組合せに対し、各相の受電電力が逆潮流極性にならないように、インバータ回路８、９、３８の発電出力基準値を決定する。また、インバータ回路８とインバータ回路３８またはインバータ回路９とインバータ回路３８との各発電量分担については、定格容量の範囲内であれば任意である。例えば、ほぼ５０％ずつを分担する場合や、片方のみが定格容量まで出力し不足分があれば他方にて差分を補償する場合等が考えられる。以上説明した本実施形態によれば、第１の実施形態とほぼ同様の作用、効果が得られる他、直流発電装置３の利用率を一層高めることができる。
【０１１４】
（第９の実施形態）
図７は、本発明の第９の実施形態（請求項６に対応）である系統連系インバータ装置の電気的構成を示すもので、図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。この系統連系インバータ装置４４は、第１の実施形態で説明した系統連系インバータ装置６に対しさらに構成要素を付加したものである。
【０１１５】
すなわち、電源選択スイッチ回路４５は、選択信号Ｓａ＊（後述）に従って、ＡＣフィルタ回路１０の出力端子を電力系統１の電圧線１ａ、１ｂの何れか一方に接続するもので、同様に電源選択スイッチ回路４６は、選択信号Ｓｂ＊（後述）に従って、ＡＣフィルタ回路１１の出力端子を電力系統１の電圧線１ａ、１ｂの何れか一方に接続するものである。本実施形態においても、第８の実施形態と同様に、急激な負荷変動等により電源選択スイッチ回路４５、４６の切り替えが頻繁に発生することを防止するため、電源選択スイッチ回路４５、４６の選択論理に時限要素や不感帯等を設けてもよい。
【０１１６】
負荷容量演算回路４８は、負荷消費電力ＰＬａとＰＬｂとを演算するもので、電源選択スイッチ制御回路４９は、負荷消費電力推定値ＰＬａ＊、ＰＬｂ＊およびインバータ回路８、９の定格出力容量ＰＩａ（定格）に基づいて、インバータ合計出力が大きくなるように上記選択信号Ｓａ＊、Ｓｂ＊を出力するものである。なお、交流出力制御回路４７、負荷容量演算回路４８および電源選択スイッチ制御回路４９は、マイクロコンピュータが所定のプログラムを実行することにより実現されるものである。
【０１１７】
次に、本実施形態の作用について説明する。
まず、以下の説明で用いる記号を定義する。
インバータ回路８、９の定格出力容量：ＰＩａ（定格）、ＰＩｂ（定格）
電源選択スイッチ回路４５の選択信号（論理信号）：Ｓａ＊
Ｓａ＊＝１（電圧線１ａ選択時）
Ｓａ＊＝０（電圧線１ｂ選択時）
電源選択スイッチ回路４６の選択信号（論理信号）：Ｓｂ＊
Ｓｂ＊＝１（電圧線１ｂ選択時）
Ｓｂ＊＝０（電圧線１ｂ選択時）
【０１１８】
負荷消費電力ＰＬａ、ＰＬｂは、それぞれ（４５）式、（４６）式により求められる。ただし、／Ｓａ＊、／Ｓｂ＊は、それぞれ選択信号Ｓａ＊、Ｓｂ＊の論理反転信号である。
ＰＬａ＝Ｐａ＋Ｓａ＊・ＰＩａ＋／Ｓｂ＊・ＰＩｂ …（４５）
ＰＬｂ＝Ｐｂ＋Ｓｂ＊・ＰＩｂ＋／Ｓａ＊・ＰＩａ …（４６）
ここで、受電電力Ｐａ、Ｐｂ、交流出力電力ＰＩａ、ＰＩｂについては、上述した（３８）式〜（４１）式の近似式が成立する。
【０１１９】
従って、負荷容量演算回路４８は、次の（４７）式、（４８）式により各相の負荷消費電力ＰＬａ＊、ＰＬｂ＊を推定演算する。
ＰＬａ＊≒Ｗａ＋Ｓａ＊・ＰＩａ＊＋／Ｓｂ＊・ＰＩｂ＊ …（４７）
ＰＬｂ＊≒Ｗｂ＋Ｓｂ＊・ＰＩｂ＊＋／Ｓａ＊・ＰＩａ＊ …（４８）
【０１２０】
そして、電源選択スイッチ制御回路４９は、負荷消費電力推定値ＰＬａ＊、ＰＬｂ＊と定格出力容量ＰＩａ（定格）、ＰＩｂ（定格）とに基づいて、インバータ合計出力が大きくなるように選択信号Ｓａ＊、Ｓｂ＊の論理値を更新する。以下に一例を示す。
【０１２１】
▲１▼ＰＬａ＊＞ＰＬｂ＊＋ＰＩａ（定格）の場合
Ｓａ＊＝１（電圧線１ａ選択指令を出力）
Ｓｂ＊＝０（電圧線１ａ選択指令を出力）
▲２▼ＰＬｂ＊＞ＰＬａ＊＋ＰＩｂ（定格）の場合
Ｓａ＊＝０（電圧線１ｂ選択指令を出力）
Ｓｂ＊＝１（電圧線１ｂ選択指令を出力）
▲３▼その他の場合
Ｓａ＊＝１（電圧線１ａ選択指令を出力）
Ｓｂ＊＝１（電圧線１ｂ選択指令を出力）
【０１２２】
上記▲１▼の場合について説明すると、仮にＳａ＊＝１、Ｓｂ＊＝１すなわちインバータ回路８の出力端子を電圧線１ａに接続し、インバータ回路９の出力端子を電圧線１ｂに接続したとすれば、インバータ回路８については定格出力容量ＰＩａ（定格）まで出力できるが、インバータ回路９については定格出力容量ＰＩｂ（定格）のうち負荷消費電力推定値ＰＬｂ＊しか利用されない。これに対し、Ｓａ＊＝１、Ｓｂ＊＝０すなわちインバータ回路８、９の出力端子をともに電圧線１ａに接続すれば、インバータ回路８については定格出力容量ＰＩａ（定格）まで出力でき、インバータ回路９についても（ＰＬａ＊−ＰＩａ（定格））（＞ＰＬｂ＊）まで出力することができる。
【０１２３】
つまり、負荷消費電力ＰＬａの値が大きく負荷消費電力ＰＬｂの値が小さい場合、各相個別に発電出力するよりも、インバータ回路８、９ともに電圧線１ａに接続し該当相のみに発電出力した方が、全発電量を大きくすることが可能である。また、逆に、負荷消費電力ＰＬｂの値が大きく負荷消費電力ＰＬａの値が小さい場合、各相個別に発電出力するよりも、インバータ回路８、９ともに電圧線１ｂに接続し該当相のみに発電出力した方が、全発電量を大きくすることが可能である。その中間の場合は、各相個別に発電した方が全発電量は大きくなる。
【０１２４】
そこで、実例４としてインバータ回路８、９の定格出力容量ＰＩａ（定格）、ＰＩｂ（定格）をともに直流発電定格電力（１０００Ｗ）の１／２（５００Ｗ）に等しく設定した場合について、第７の実施形態で説明した実例１、２および第８の実施形態で説明した実例３と比較する。
【０１２５】
（ｄ）実例４
電源選択スイッチ回路４５、４６を切り替えることにより、負荷消費電力１０００Ｗまで全て発電可能となり、直流発電装置３の利用率は実例１、３と並び全実例中で最も高くなる。ただし、後述するように電源選択スイッチ回路４５、４６の切り替え時に当該インバータ回路８または９を一時的に（例えば１秒間）停止させるので、その停止時間に応じて利用率が僅かに低下することとなる。これに対し、インバータ合計定格出力容量は１０００Ｗとなり、インバータ利用率は実例３と並び全実例中で最も高くなる。このように、本実施形態の系統連系インバータ装置４４は、直流発電装置３の利用率向上を図りつつインバータ回路８、９の利用率向上を図ることが可能となる。
【０１２６】
交流出力制御回路４７は、電源選択スイッチ回路４５、４６の電源選択状態に応じたインバータ回路８と９の組合せに対し、各相の受電電力が逆潮流極性にならないように、インバータ回路８、９の発電出力基準ＰＩａ＊、ＰＩｂ＊を決定する。ただし、インバータ回路８が電圧線１ｂに接続される場合またはインバータ回路９が電圧線１ａに接続される場合には、インバータ回路８、９の出力電流位相を通常時とは反転して制御する必要がある。
【０１２７】
また、インバータ回路８と９が同相に接続されている場合の発電出力量分担については、定格出力容量の範囲内であれば任意である。例えば、ほぼ５０％ずつを分担する場合や、片方のみを定格出力容量まで出力し不足分があれば他方にて差分を補償する場合等が考えられる。
【０１２８】
以上説明した本実施形態によれば、第１の実施形態とほぼ同様の作用、効果が得られる他、直流発電装置３の利用率およびインバータ回路８、９の利用率をより一層高めることができる。
【０１２９】
（第１０の実施形態）
本発明の第１０の実施形態（請求項８に対応）として、上述した第８の実施形態（図６参照）および第９の実施形態（図７参照）で示す構成において、電源選択スイッチ制御回路４３、４９が電源選択スイッチ回路３９、４５、４６により電圧線１ａ、１ｂの選択を以下のように変更する時の制御方法について説明する。
【０１３０】
▲１▼第８の実施形態に示す系統連系インバータ装置３７の場合
電源選択スイッチ制御回路４３が、インバータ回路３８の出力端子の接続を
電圧線１ａ→電圧線１ｂに切り替え、または
電圧線１ｂ→電圧線１ａに切り替える時。
【０１３１】
▲２▼第９の実施形態に示す系統連系インバータ装置４４の場合
電源選択スイッチ制御回路４９が、インバータ回路８の出力端子の接続を
電圧線１ａ→電圧線１ｂに切り替えもしくは
電圧線１ｂ→電圧線１ａに切り替え、または
インバータ回路９の出力端子の接続を
電圧線１ａ→電圧線１ｂに切り替えもしくは
電圧線１ｂ→電圧線１ａに切り替える時。
【０１３２】
これらの切り替え時には、通常当該インバータ回路８、９または３８の出力基準の変更を伴うため、交流出力制御回路４１、４７は、一時的に当該インバータ回路だけを停止させ、電圧線１ａ、１ｂへの切り替えを行った後、当該インバータ回路を新しい出力基準値に応じて制御する。こうすれば、切り替え時の外乱を最小にすることが可能となる。インバータ回路８、９または３８を一時的に停止しても、インバータ回路８、９または３８の出力電力が減少した分だけ受電電力が増加するため、逆潮流防止の観点からは特に問題とならない。また、電流が流れていない状態で電源選択スイッチ回路３９、４５、４６が切り替えられるので、電源選択スイッチ回路３９、４５、４６を保護することができる。
【０１３３】
なお、図７に示す構成の場合、インバータ回路８、９の出力端子を同時に接続変更する必要が発生する可能性がある。この時は、インバータ回路８、９を同時に停止させて切り替え、または片方のみを先に切り替え、その後他方を切り替えてもよい。また、図６に示すリアクトル４０からなるＡＣフィルタ回路について、他のＡＣフィルタ回路１０、１１と同様にコンデンサを設けてもよいが、回路構成上切り替えた後にコンデンサ１０ｂまたは１１ｂを共用可能であるため、省略することができる。
【０１３４】
さらに、図７において、中性線１ｎを基準とした場合のコンデンサ１０ｂと１１ｂの端子電圧は逆極性となっているため、電圧線切り替え時において、コンデンサ１０ｂと１１ｂの電圧差によって、電源選択スイッチ回路４５、４６を介して過渡電流が流れる可能性がある。この場合、電源選択スイッチ回路４５、４６の動作遅れ時間を予測して、電力系統電圧の零電圧近傍で切り替わるように、あるいは少なくとも電力系統電圧のピーク電圧近傍で切り替え動作が行われないようにタイミング調整を図る時限要素を具備して制御してもよい。また、ＡＣフィルタ回路１０、１１のコンデンサ１０ｂ、１１ｂの接続位置を、電源選択スイッチ回路４５、４６よりも電力系統１側に接続すれば、上記切り替え時の過渡現象を防止することができる。
【０１３５】
（第１１の実施形態）
次に、本発明の第１１の実施形態（請求項１７に対応）について、直流発電装置の電気的構成を示す図８を参照しながら説明する。ここで説明する直流発電装置５０は、上述した第１、第８、第９の各実施形態の系統連系インバータ装置６、３７、４４において用いられるものである。
【０１３６】
直流発電装置５０は、直流電力を発生する直流発電要素５１（例えば燃料電池）と、この直流発電要素５１の出力電圧を昇圧して平滑コンデンサ７ａに対し出力する第１の昇圧チョッパ回路５２と、直流発電要素５１の出力電圧を昇圧して平滑コンデンサ７ｂに対し出力する第２の昇圧チョッパ回路５３とから構成されている。
【０１３７】
第１の昇圧チョッパ回路５２について、直流発電要素５１の正極端子は、リアクトル５４と図示極性のダイオード５５とを介して平滑コンデンサ７ａの正極端子に接続され、直流発電要素５１の負極端子は平滑コンデンサ７ａの負極端子（平滑コンデンサ７ｂの正極端子）に接続されている。ダイオード５５のアノードと直流発電要素５１の負極端子との間には、トランジスタなどからなるスイッチング素子５６が接続されている。
【０１３８】
一方、第２の昇圧チョッパ回路５３について、直流発電要素５１の負極端子は、リアクトル５７と図示極性のダイオード５８とを介して平滑コンデンサ７ｂの負極端子に接続されている。直流発電要素５１の正極端子とダイオード５８のカソードとの間には、トランジスタなどからなるスイッチング素子５９が接続されている。これら昇圧チョッパ回路５２、５３の昇圧動作は周知であるため省略する。
【０１３９】
平滑コンデンサ７ａ、７ｂに必要な充電電圧は上述したように１６０Ｖｄｃ程度であるため、本実施形態の構成とすることにより、スイッチング素子５６、５９およびダイオード５５、５８に印加される電圧を上記電圧値程度にまで下げることができる。その結果、直流発電装置３の出力電圧の約１／２つまり２５０Ｖｄｃ定格程度の耐圧を有する素子、部品を使用することが可能となる。一般に、電圧定格が小さくなると導通損失が小さくなり、また同一形状であれば通電容量が大きくなるので、高効率、小型化を図ることが可能となる。なお、通常は直流発電装置３の内部にも平滑コンデンサを有しているため、第１、第８、第９以外の各実施形態においても、直流発電装置３を直流発電装置５０と同様の回路構成とすることができる。
【０１４０】
（第１２の実施形態）
次に、本発明の第１２の実施形態（請求項７、１３に対応）として、電力系統１の受電電力のアンバランス抑制に関するインバータ回路の発電出力制御について説明する。この発電出力制御は、上述した全ての実施形態に対し適用可能なものであるが、以下においては主として第８、第９の実施形態に係る系統連系インバータ装置３７、４４（図６、図７）を例に説明する。
【０１４１】
まず、負荷容量演算回路４２、４８は、以下の▲１▼、▲２▼に示す値および▲３▼に示す信号に基づいて、現時点での各相の負荷消費電力推定値（演算値）ＰＬａ＊、ＰＬｂ＊を計算する。
▲１▼電力系統１の受電電力検出値Ｗａ、Ｗｂ
▲２▼現時点での各相のインバータ回路８、９、インバータ回路３８（図６）の発電出力基準ＰＩａ＊（ｎ）、ＰＩｂ＊（ｎ）、ＰＩｃ＊（ｎ）
▲３▼図６に示す構成では電源選択スイッチ回路３９の選択信号Ｓｃ＊、図７に示す構成では電源選択スイッチ回路４５、４６の選択信号Ｓａ＊、Ｓｂ＊
【０１４２】
具体的な演算式は、上述したように制御誤差および検出誤差に基づいて定められる制御マージンをΔＰ（ΔＰ≧０）として、例えば次の（４９）式、（５０）式により行われる。ただし、／Ｓａ＊、／Ｓｂ＊は、それぞれ選択信号Ｓａ＊、Ｓｂ＊の論理反転信号である。
【０１４３】
ＰＬａ＊（ｎ）＝Ｗａ−ΔＰ＋Ｓａ＊・ＰＩａ＊（ｎ）
＋／Ｓｂ＊・ＰＩｂ＊（ｎ）＋８ｃ＊・ＰＩｃ＊（ｎ） …（４９）
ＰＬｂ＊（ｎ）＝Ｗｂ−ΔＰ＋／Ｓａ＊・ＰＩａ＊（ｎ）＋Ｓｂ＊・ＰＩｂ＊（ｎ）＋／８ｃ＊・ＰＩｃ＊（ｎ） …（５０）
【０１４４】
ここで、例えば図７に示す構成のようにインバータ回路３８が存在しない場合には、上記（４９）式、（５０）式の演算にあたり次の（５１）式を用いればよい。
ＰＩｃ＊（ｎ）＝０ …（５１）
【０１４５】
また、図７以外の図に示す構成ように電源選択スイッチ回路４５、４６が存在しない場合には、上記（４９）式、（５０）式の演算にあたり次の（５２）式、（５３）式を用いればよい。
Ｓａ＊＝１（常時、電圧線１ａを選択） …（５２）
Ｓｂ＊＝１（常時、電圧線１ｂを選択） …（５３）
【０１４６】
次に、インバータ回路８、９、３８の定格出力容量ＰＩａ＊（定格）、ＰＩｂ＊（定格）、ＰＩｃ＊（定格）と、電源選択スイッチ回路４５、４６、３９の選択信号Ｓａ＊、Ｓｂ＊、Ｓｃ＊とにより、インバータ回路８、９、３８の接続形態に応じた各相ごとのインバータ最大出力容量ＰＩａ＊（最大）、ＰＩｂ＊（最大）を計算する。計算式の一例を（５４）式、（５５）式に示す。
【０１４７】
ＰＩａ＊（最大）＝Ｓａ＊・ＰＩａ＊（定格）＋／Ｓｂ＊・ＰＩｂ＊（定格）＋８ｃ＊・ＰＩｃ＊（定格） …（５４）
ＰＩｂ＊（最大）＝／Ｓａ＊・ＰＩａ＊（定格）＋Ｓｂ＊・ＰＩｂ＊（定格）＋／８ｃ＊・ＰＩｃ＊（定格） …（５５）
ここでも、インバータ回路３８の存在の有無および電源選択スイッチ回路４５、４６の存在の有無に応じて、適宜（５１）式および（５２）式、（５３）式を用いて計算する。
【０１４８】
次に、直流発電装置３の直流発電定格電力に応じて決まる交流発電定格電力ＰＩ＊（ＤＣ定格）と、現時点の各相の負荷消費電力推定値（演算値）ＰＬａ＊（現在）、ＰＬｂ＊（現在）とに基づいて、各相の仮の発電出力基準ＰＩａ＊（仮）、ＰＩｂ＊（仮）を計算する。ここで、交流発電定格電力ＰＩ＊（ＤＣ定格）は、直流発電装置３の直流発電定格電力にインバータ回路８、９、３８の変換効率ηを乗じて得られる電力である。
【０１４９】
この発電出力基準ＰＩａ＊（仮）、ＰＩｂ＊（仮）は、逆潮流防止およびインバータ最大出力容量ＰＩａ＊（最大）、ＰＩｂ＊（最大）および交流発電定格電力ＰＩ＊（ＤＣ定格）を考慮する前の暫定的なもので、以下の▲１▼の条件を基本条件としてさらに▲２▼の条件を満たすように演算される。
▲１▼交流発電定格電力ＰＩ＊（ＤＣ定格）を各相均等に分配する。
▲２▼現時点での各相の負荷消費電力推定値（演算値）ＰＬａ＊、ＰＬｂ＊に応じて、各相受電電力をバランスさせる。
【０１５０】
具体的な演算は、例えば以下の（５６）式、（５７）式となる。
ＰＩａ＊（仮）＝（ＰＩ＊（ＤＣ定格）＋ＰＬａ＊（現在）−ＰＬｂ＊（現在））／２ …（５６）
ＰＩｂ＊（仮）＝（ＰＩ＊（ＤＣ定格）−ＰＬａ＊（現在）＋ＰＬｂ＊（現在））／２ …（５７）
【０１５１】
次に、求めた各相の仮の発電出力基準ＰＩａ＊（仮）、ＰＩｂ＊（仮）に対し、逆潮流防止の観点から各相の負荷消費電力推定値（演算値）ＰＬａ＊（現在）、ＰＬｂ＊（現在）、インバータ回路８、９、３８の出力制限の観点から各相のインバータ最大出力容量ＰＩａ＊（最大）、ＰＩｂ＊（最大）、発電電力の制限の観点から交流発電定格電力ＰＩ＊（ＤＣ定格）により上限処理（ＵＬ）を行う。また、発電出力基準ＰＩａ＊（仮）、ＰＩｂ＊（仮）は負になり得ないことから、０Ｗ出力にて下限処理（ＬＬ）を行う。具体的には、以下の条件式（５８）式、（５９）式を用いる。
【０１５２】
０≦ＰＩａ＊（仮）≦ＭＩＮ（ＰＬａ＊（現在）、ＰＩａ＊（最大）、ＰＩ＊（ＤＣ定格）） …（５８）
０≦ＰＩｂ＊（仮）≦ＭＩＮ（ＰＬｂ＊（現在）、ＰＩｂ＊（最大）、ＰＩ＊（ＤＣ定格）） …（５９）
【０１５３】
以上の演算により得られた発電出力基準ＰＩａ＊（仮）、ＰＩｂ＊（仮）を用いて各インバータ回路８、９、３８を制御することにより、
▲１▼各相とも逆潮流しない
▲２▼各相とも定格発電電力以内である
▲３▼受電電力のアンバランスの補正効果が大きい
という優れた効果が得られる。
【０１５４】
なお、上限処理（ＵＬ）、下限処理（ＬＬ）の後もＰＩａ＊、ＰＩｂ＊に「（仮）」を付したままとしたのは、次の第１３の実施形態で得られる発電出力基準ＰＩａ＊、ＰＩｂ＊を「（最終）」と考えたことによる。
【０１５５】
また、本実施形態では図６、図７に示す構成を基に説明したが、図１ないし図５に示す構成についても同様に適用できる。この場合、三相フルブリッジ接続形態のインバータ回路２５を備えた構成にあっては、上記説明中、インバータ回路８、９をアーム２５ａ、２５ｂと置き替えればよい。
【０１５６】
（第１３の実施形態）
次に、上述した第１２の実施形態に対し、より発電出力を高めることのできる発電出力制御に係る第１３の実施形態（請求項７、１３に対応）について説明する。この発電出力制御も、上述した各実施形態に対し適用可能なものであるが、以下においては第８、第９の実施形態に係る系統連系インバータ装置３７、４４（図６、図７）を例に説明する。
【０１５７】
第１２の実施形態の発電出力制御は、（５６）式、（５７）式で示すアンバランス補正演算式を基礎としているので、その演算結果は、必ずしも各相合計出力電力つまり直流発電装置３側からみた出力電力が最大出力になっていない可能性がある。そこで、各相ごとに逆潮流しない範囲内であって且つ直流発電装置３の直流発電定格電力以内にて、各相ごとの調整可能量ΔＰＩａ＊、ΔＰＩｂ＊を演算し、各相の仮の発電出力基準ＰＩａ＊（仮）、ＰＩｂ＊（仮）に対し補正（調整）処理を実行する。この補正処理により、受電電力のアンバランス抑制効果については多少悪化する場合があるが、その分各相合計出力電力を増加させることが可能となる。
【０１５８】
そこで、まず逆潮流防止条件に対する余裕（調整可能量）ΔＰＩａ＊（逆潮）、ΔＰＩｂ＊（逆潮）を以下の（６０）式、（６１）式により演算する。
ΔＰＩａ＊（逆潮）＝ＰＬａ＊（現状）−ＰＩａ＊（仮） …（６０）
ΔＰＩｂ＊（逆潮）＝ＰＬｂ＊（現状）−ＰＩｂ＊（仮） …（６１）
【０１５９】
次に、各相ごとのインバータ出力定格に対する余裕（調整可能量）ΔＰＩａ＊（定格）、ΔＰＩｂ＊（定格）を以下の（６２）式、（６３）式により演算する。
ΔＰＩａ＊（定格）＝ＰＩａ＊（最大）−ＰＩａ＊（仮） …（６２）
ΔＰＩｂ＊（定格）＝ＰＩｂ＊（最大）−ＰＩｂ＊（仮） …（６３）
【０１６０】
さらに、直流発電装置３の交流発電定格電力ＰＩ＊（ＤＣ定格）に対する余裕（調整可能量）ΔＰＩａ＊（ＤＣ）、ΔＰＩｂ＊（ＤＣ）を（６４）式により計算する。この（６４）式は、上記余裕を各相に均等分配するものである。
そして、上記各調整可能量に対し、各相ごとの最小値を選択し、各相の仮の発電出力基準ＰＩａ＊（仮）、ＰＩｂ＊（仮）にその結果を加算して、現時点でこれから出力すべき最終的な各相の発電出力基準ＰＩａ＊（最終）、ＰＩｂ＊（最終）を求める。これは、各相の上限値に対して、各相の仮の発電出力基準ＰＩａ＊（仮）またはＰＩｂ＊（仮）が全て未達の場合、一番近い上限値にまで出力を上昇させることに相当する。この演算は、次の（６５）式〜（６８）式により行う。
【０１６２】
ΔＰＩａ＊＝ＭＩＮ（ΔＰＩａ＊（逆潮）、ΔＰＩａ＊（定格）、ΔＰＩａ＊（ＤＣ）） …（６５）
ΔＰＩｂ＊＝ＭＩＮ（ΔＰＩｂ＊（逆潮）、ΔＰＩｂ＊（定格）、ΔＰＩｂ＊（ＤＣ）） …（６６）
ＰＩａ＊（最終）＝ＰＩａ＊（仮）＋ΔＰＩａ＊ …（６７）
ＰＩｂ＊（最終）＝ＰＩｂ＊（仮）＋ΔＰＩａ＊ …（６８）
【０１６３】
以上の演算により得られた発電出力基準ＰＩａ＊（最終）、ＰＩｂ＊（最終）を用いて各インバータ回路８、９、３８を制御することにより、
▲１▼各相とも逆潮流しない
▲２▼各相とも定格発電電力以内である
▲３▼受電電力のアンバランスの補正効果が大きい
▲４▼許容範囲以内で、発電出力を大きくできる（利用率が向上する）
という優れた効果が得られる。
【０１６４】
なお、本実施形態では、各相ごとの発電出力基準ＰＩａ＊（最終）、ＰＩｂ＊（最終）の演算について、その上限値として、
Ａ．各相の負荷消費電力推定値ＰＬａ＊（現在）、ＰＬｂ＊（現在）
Ｂ．各相のインバータ最大出力容量ＰＩａ＊（最大）、ＰＩｂ＊（最大）
Ｃ．直流発電装置３の直流発電定格電力
を使用しているが、さらに、所定の定数または運転状況に合わせた変数（例えば時間帯（昼間と夜間）や燃料電池に対する燃料供給状態）を加味して、上述同様の上限処理および出力調整処理を実行すれば、新たに追加された条件の範囲内で上記▲１▼〜▲４▼の効果を容易に得ることができる。
【０１６５】
（第１４の実施形態）
次に、本発明の第１４の実施形態（請求項１６、１９に対応）について説明する。
上述した各実施形態において逆潮流防止制御を行う場合、通常は、負荷電力変動に応じた高速応答が要求される。従って、負荷変動が頻繁に発生する状況を考えると、インバータ出力もそれに応じて変動し、その結果、直流発電装置３の直流発電電力量も変動することになる。しかし、燃料電池の水素リッチガス生成用の水蒸気改質については小規模な化学プラントと見なすことができ、一定条件の下で運転する方が安定かつ効率的である。
【０１６６】
この場合、例えば電力系統１側の上位に逆潮流防止のための保護リレーが設置されていると、当該保護リレーの動作設定時間（例えば１秒）以内であれば、または逆潮流が所定の電力範囲内であれば、仮に逆潮流状態になったとしても、直ちにインバータ回路の出力を減少させずに、現状のインバータ出力状態を維持し、または所定のレートにて出力を順次減少させる等の機能を交流出力制御回路に付加することにより、直流発電装置３側への出力変動の影響を少なくすることが可能である。
【０１６７】
また、燃料電池を用いた系統連系インバータ装置を具備する系統連系システムを一旦構築した後、当該系統連系システムに課せられた電力系統１への連系条件等が変更となり、例えば所定の逆潮流が可能となった場合でも、予め逆潮流防止時間を外部より可変できるようにしておけば、単に設定時間を延長する（例えば無限大に設定する）のみで、特に大幅な構成変更を伴うことなく容易に対応できる利点がある。
【０１６８】
なお、燃料電池の水素リッチガス量と直流発電電力とは、基本的には比例関係にある。従って、負荷電力の変動に起因して逆潮流防止制御を行うことは、インバータ回路の発電電力の変化となり、そのまま直流発電電力の変化に繋がり、燃料流量の変化に至る。一方で、上述したように燃料電池は小規模な化学プラントと見なすことができるので、一定条件の下で運転する方が安定かつ効率的である。従って、燃料制御手段を設け、逆潮流防止制御によるインバータ回路の出力電力に応じて、所定の時限要素または所定の増減レートをもたせて、燃料電池に供給する燃料流量を制御すれば、プラントの変動を小さくすることができ、効率的な運転を実現することが可能となる。
【０１６９】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
直流発電装置３、５０内の直流発電要素は、燃料電池に限らず、太陽電池、風力、マイクロガスタービンなどによる発電要素であっても良い。
直流発電装置３、５０に設ける電圧調整手段としては昇圧チョッパ回路に限らず、一般にスイッチング電源方式ＤＣ／ＤＣコンバータであれば良い。
インバータ回路８、９等を構成するスイッチング素子８ａ、８ｂ、９ａ、９ｂ等は、バイポーラトランジスタに替えてＦＥＴやＩＧＢＴなどにより構成しても良い。
絶縁トランス２１、２９の巻数比は１：１でなくても良く、直流発電装置３の直流出力電圧と電力系統電圧に応じて適宜設定すれば良い。
【０１７０】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明の系統連系インバータ装置は、単相３線式商用電力系統に連系可能であって、直流発電装置と、直列接続された２つの平滑コンデンサの共通接続点が単相３線式商用電力系統の中性線に接続された平滑回路と、ハーフブリッジ接続形態を有する第１、第２のインバータ回路と、第１、第２のＡＣフィルタ回路と、単相３線式商用電力系統からの受電電力を検出する第１、第２の受電電力検出器と、各受電電力の極性が発電側とならないように第１、第２のインバータ回路の交流出力を制御する交流出力制御回路とを備えているので、絶縁トランスを設ける必要がなく、第１、第２のインバータ回路を用いた各電圧線個別の発電電力制御により完全逆潮流防止運転を実現できるとともに、装置の小型、軽量、低コスト、高効率化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す系統連系インバータ装置の電気的構成図
【図２】本発明の第２の実施形態を示す図１相当図
【図３】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【図４】本発明の第４の実施形態を示す図１相当図
【図５】本発明の第５の実施形態を示す図１相当図
【図６】本発明の第８の実施形態を示す図１相当図
【図７】本発明の第９の実施形態を示す図１相当図
【図８】本発明の第１１の実施形態を示す直流発電装置の電気的構成図
【図９】従来技術を示す図１相当図
【符号の説明】
１は単相３線式商用電力系統、１ａは電圧線（第１の電圧線）、１ｂは電圧線（第２の電圧線）、１ｎは中性線、２、２ａ、２ｂ、２ｃは負荷群（負荷）、３、５０は直流発電装置、６、１６、２４、３１、３４、３７、４４は系統連系インバータ装置、７は平滑回路、７ａは平滑コンデンサ（第１の平滑コンデンサ）、７ｂは平滑コンデンサ（第２の平滑コンデンサ）、８、１７はインバータ回路（第１のインバータ回路）、９、１８はインバータ回路（第２のインバータ回路）、８ａ、８ｂ、９ａ、９ｂ、２５ａ１、２５ａ２、２５ｂ１、２５ｂ２、２５ｎ１、２５ｎ２、３８ａ、３８ｂはスイッチング素子、１０、１９、２６はＡＣフィルタ回路（第１のＡＣフィルタ回路）、１１、２０、２７はＡＣフィルタ回路（第２のＡＣフィルタ回路）、１２は受電電力検出器（第１の受電電力検出器）、１３は受電電力検出器（第２の受電電力検出器）、１４、１５、２２、２３、３０、３３、４１、４７は交流出力制御回路、２１、２９は絶縁トランス、２５はインバータ回路、２５ａはアーム（第１のアーム）、２５ｂはアーム（第２のアーム）、２５ｎはアーム（第３のアーム）、３５は単巻トランス（第１の単巻トランス）、３６は単巻トランス（第２の単巻トランス）、３８はインバータ回路（第３のインバータ回路）、３９は電源選択スイッチ回路、４０はリアクトル（第３のＡＣフィルタ回路）、４２、４８は負荷容量演算回路、４３、４９は電源選択スイッチ制御回路、４５は電源選択スイッチ回路（第１の電源選択スイッチ回路）、４６は電源選択スイッチ回路（第２の電源選択スイッチ回路）、５１は直流発電要素（燃料電池）、５２は昇圧チョッパ回路（第１の昇圧チョッパ回路）、５３は昇圧チョッパ回路（第２の昇圧チョッパ回路）である。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a grid-connected inverter that can be connected to a single-phase three-wire commercial power system and can supply a load with AC power from the single-phase three-wire commercial power system and AC power generated by itself. Equipment related.
[0002]
[Prior art]
Patent Document 1 discloses a power generator that converts generated DC power into AC power and performs an interconnection operation with a single-phase three-wire commercial power system. FIG. 9 shows an electrical configuration of the power generation device. A single-phase three-wire commercial power system 1 (hereinafter referred to as a power system 1) is connected to a
[0003]
The input terminals of two sets of inverter circuits 4a and 4b are connected to the output terminals of the
[0004]
In the 100 V / 200 V power system 1, each of nominal voltages (power system voltages) Vac1, Vac2 between the voltage line 1a and the
Vac1 = 100 Vac (50 Hz / 60 Hz) (1)
Vac2 = 100 Vac (50 Hz / 60 Hz) (2)
Vac12 = Vac1 + Vac2 = 200 Vac (50 Hz / 60 Hz) (3)
In the following description, between power line 1a and
[0005]
PL is the power consumption of the
PL = PLa + PLb (4)
PLa = ILap · Vac1 (5)
PLb = ILbp · Vac2 (6)
[0006]
On the other hand, the DC power output from the
PIa = IIa · Vac1 (7)
PIb = IIb · Vac2 (8)
[0007]
The received power from the power system 1 is Pp, the received power from the voltage line 1a to the
Pp = Pa + Pb (9)
Pa = Iap · Vac1 (10)
Pb = Ibp · Vac2 (11)
Pa = PLa-PIa = (ILa-IIa) · Vac1 (12)
Pb = PLb-PIb = (ILb-IIb) · Vac2 (13)
[0008]
By the way, the power generation device shown in FIG. 9 is used in a distributed power generation system. For example, in the case of power generation using a fuel cell, even if surplus power is generated by reverse power flow and power is sold, the power conversion efficiency, the current gas rate, the setting of the electricity rate, and the like will not be positive in terms of the balance calculation. In addition, when the influence on the power system 1 is considered, transmission of power to the power system 1, that is, reverse power flow may not be allowed. Whether the power is received from the power system 1 or the reverse power flow is determined by the power consumption of the
[0009]
In general, a condition that does not cause reverse power flow in the power system 1 is expressed by the following equation (14), with the received power Pp being a positive value.
Pp> 0 (14)
[0010]
However, in the case of the single-phase three-wire commercial power system 1, the apparent value is almost equivalent to two single-phase 100Vac power supplies, and in order to completely prevent reverse power flow, the power receiving side must be set to a positive value. It is necessary that the following equations (15) and (16) be satisfied at the same time.
Pa> 0 (15)
Pb> 0 (16)
[0011]
For example,
PLa = 2000W
PLb = 500W
PIa = 1000W
PIb = 1000W
Then, the received power Pp = 2000 + 500−1000−1000 = 500 W, which satisfies the condition (Pp> 0) of the equation (14), and therefore, when viewed from the entire power system 1, no reverse power flow occurs.
[0012]
However, looking at single-phase 100 Vac individually, Pa = 2000−1000 = 1000 W> 0, which satisfies the condition (Pa> 0) of equation (15), but Pb = 500−1000 = −500 W <0. The condition (Pb> 0) in Expression (16) is not satisfied.
[0013]
That is, in the above example, 500 W of power is received in the entire power system 1, but when viewed individually in single-phase 100 Vac, power of 1000 W is received in the phase of the voltage line 1 a, but 500 W is transmitted in the phase of the
[0014]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 2882952
[0015]
[Problems to be solved by the invention]
However, since it requires two independent inverter circuits and two insulating transformers each having a commercial frequency (50 Hz / 60 Hz), the number of parts is large, the size is large, the weight is high, the price is expensive, and the conversion efficiency is deteriorated. Could lead to It is also conceivable to use a high-frequency insulating transformer instead of a large and heavy commercial-frequency insulating transformer.In this case, it is effective for miniaturization and weight reduction, but the number of elements increases and the driving circuit is increased. There is a possibility that it will be disadvantageous in terms of cost increase and loss due to increase in parts, and it is difficult to adopt it.
[0016]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an inverter device that is connected to a single-phase three-wire commercial power system by using two completely independent inverter circuits or two insulating transformers. Another object of the present invention is to provide a grid-connected inverter device capable of realizing a complete reverse power flow prevention operation by individually controlling power generation for each voltage line.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the grid-connected inverter device according to claim 1 can be connected to a single-phase three-wire commercial power system, and can be connected to a load from the single-phase three-wire commercial power system. In a system interconnection inverter device capable of supplying AC power and self-generated AC power, a DC power generation device for generating or converting DC power, and first and second DC power generation devices connected in series between output terminals of the DC power generation device. A switching element is provided between the output terminal of the DC power generator and a smoothing circuit which is constituted by a smoothing capacitor, and a common connection point of these two smoothing capacitors is connected to the neutral line of the single-phase three-wire commercial power system. First and second inverter circuits connected in a bridge, an AC output terminal of the first inverter circuit using the neutral line as a common line, and the single-phase three-wire commercial power A first AC filter circuit connected between the first voltage line and an AC output terminal of the second inverter circuit using the neutral line as a common line and the single-phase three-wire commercial power system A second AC filter circuit connected between the second power line and a first voltage line and a neutral line from the single-phase three-wire commercial power system through a first voltage line and a neutral line And a second received power detection for detecting a second received power received from the single-phase three-wire commercial power system through a second voltage line and a neutral line. And controlling the AC output of the first inverter circuit so that the polarity of the first received power detected by the first received power detector does not become the power generation side, and detecting the second received power. The polarity of the second received power detected by the detector should not be on the power generation side. Characterized in that an AC output control circuit for controlling the AC output of the second inverter circuit.
[0018]
According to this configuration, since the common connection point of the smoothing capacitors forming the smoothing circuit is connected to the neutral line of the single-phase three-wire commercial power system, the current flowing through the first voltage line and the second voltage A current different from the current flowing in the wire can be passed through the neutral wire and the smoothing circuit. Then, the AC output sides of the first and second inverter circuits can be connected in series in a non-insulated manner, and it is not necessary to provide an insulating transformer. Accordingly, a complete reverse power flow prevention operation can be realized by individual generated power control for each voltage line using the first and second inverter circuits, and the size, weight, cost, and efficiency of the device can be reduced. it can.
[0019]
In summary, the system interconnection inverter device according to
[0020]
According to this configuration, since the insulating transformer is interposed on one of the voltage lines, it is possible to prevent the current from flowing between the switching elements forming the inverter circuit, and to prevent the AC output of the first and second inverter circuits from occurring. Side can be connected in series. According to this configuration as well, it is possible to reduce the number of insulating transformers by one compared with the conventional configuration, to completely prevent reverse power flow, and to reduce the size, weight, cost, and efficiency of the device.
[0021]
Further, since the inverter circuit has a full-bridge connection configuration, it is possible to output both positive and negative voltages with respect to the DC voltage input from the DC power generator. For this reason, the output voltage of the DC power generator may be about a voltage obtained by adding a margin to the maximum value (140 V) on one voltage line side (for example, 100 V) of the single-phase three-wire commercial power system, and Thus, the output voltage of the DC power generation element such as a fuel cell can be directly output. Further, a voltage conversion device may be provided as necessary. Furthermore, the withstand voltage required for the inverter circuit can be reduced, and switching elements, capacitors, and the like having a low voltage rating can be used. In general, when the voltage rating is reduced, the conduction loss is reduced, and when the shape is the same, the conduction capacity is increased. Therefore, it is possible to achieve higher efficiency and smaller size.
[0022]
In summary, the system interconnection inverter device according to the ninth aspect is configured by connecting a switching element in a three-phase full bridge between output terminals of the DC power generation device and the DC power generation device. An inverter circuit having a third output terminal connected to a neutral line among the first to third output terminals corresponding to the first arm, a first AC filter circuit, a second AC filter circuit, 2 is connected between the second AC filter circuit and the second voltage line and the neutral line, and the polarity of the second output terminal is opposite to the polarity of the second voltage line when the neutral line is used as a reference potential. A single-phase three-wire type insulated transformer having a coupling to have a polarity, a first received power detector, a second received power detector, and an on / off state of a switching element forming a third arm. While controlling according to the power phase of the commercial power system First, the polarity of the second received power first so as not to each power generation side, characterized in that an AC output control circuit for controlling the AC output of the second arm.
[0023]
According to this configuration, the polarity of the second output terminal of the inverter circuit and the polarity of the second voltage line when the neutral line is set to the reference potential are opposite to the polarity due to the coupling of the insulating transformer. On the other hand, the polarity of the first voltage line and the polarity of the second voltage line when the neutral wire is set as the reference potential are also opposite polarities. Therefore, the polarity of the second output terminal of the inverter circuit and the polarity of the first voltage line (that is, the polarity of the first output terminal of the inverter circuit) when the neutral line is set to the reference potential become the same, and the inverter The same on / off control can be applied to the first and second arms of the circuit based on the neutral line. Further, compared to the conventional configuration, one insulating transformer can be reduced, reverse power flow can be completely prevented, and the device can be reduced in size, weight, cost, and efficiency. Further, the DC voltage output from the DC power generator can be reduced.
[0024]
In summary, the system interconnection inverter device according to
[0025]
According to this configuration, since the switching element forming the third arm performs high-speed switching, the potential of the third output terminal becomes equivalently 0 V, and the third output terminal is directly connected to the neutral line. Becomes possible. Then, a current having a difference between the current flowing through the first voltage line and the current flowing through the second voltage line flows through the neutral line, and the inverter circuit and the single-phase three-wire commercial power system do not pass through an insulating transformer. And can be connected. This configuration is similar to the grid-connected inverter device described in claim 1, but in consideration of the fact that a large electrolytic capacitor or the like is used for the smoothing capacitor, this configuration is used to reduce the device size. Is advantageous. This configuration can also realize a complete reverse power flow prevention operation.
[0026]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(1st Embodiment)
Hereinafter, a first embodiment (corresponding to claim 1) of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 1 shows the electrical configuration of a grid-connected inverter device that can be connected to a single-phase three-wire commercial power system. In FIG. 1, the same components as those in FIG. Is attached. In this system interconnection inverter device 6, first and second smoothing capacitors 7a and 7b constituting a smoothing circuit 7 are connected in series between output terminals of a DC
[0027]
The AC output terminals of the
[0028]
In the grid interconnection inverter device 6,
[0029]
The grid interconnection inverter device 6 is controlled by AC
[0030]
In the present embodiment, the DC
[0031]
Therefore, unlike power generation using free natural energy such as solar power generation, in order to continue operation, city gas or propane gas, which is a fuel, is required, and fuel costs are incurred. For this reason, when power is supplied to the
[0032]
Next, control contents executed by the AC
[0033]
For this purpose, the AC
[0034]
IIa * = PIa * / Vac1 (17)
IIb * = PIb * / Vac2 (18)
iIa * = 2 1/2 ・ IIa * ・ sin (ωt)… (19)
iIb * = 2 1/2 ・ IIb * ・ sin (ωt)… (20)
However,
ω = 2πf (f is power system frequency (50 Hz or 60 Hz))
[0035]
The AC
[0036]
By the way, when connecting to the 100 V / 200 V power system 1 in a non-insulated manner, the voltage peak value on the system side is about 140 V on both the
[0037]
Although not shown, the voltage of the DC power generating element (fuel cell in this embodiment) that generates actual DC power in the
[0038]
By the way, in order to completely prevent reverse power flow to the power system 1, it is necessary that the expressions (15) and (16) are simultaneously satisfied with the power receiving side as a positive value. Below, both formulas are described again.
Pa> 0 (15)
Pb> 0 (16)
[0039]
In the digital operation performed by the AC
PIa (n) = PIa * (n) + ΔPIa (21)
PIb (n) = PIb * (n) + ΔPIb (22)
[0040]
Assuming that the received power values detected by the received
Pa (n) = Wa (n) + ΔWa (23)
Pb (n) = Wa (n) + ΔWb (24)
[0041]
Here, the control margin ΔP is defined. The control margin ΔP is a predetermined value (ΔP ≧ 0) in consideration of the control errors ΔPIa and ΔPIb and the detection errors ΔWa and ΔWb. The AC
[0042]
(1) When Wa (n) ≧ ΔP
For the electrode receiving property, control is performed by any of the following (a) or (b).
(A) It is not necessary to limit the current power generation output reference value PIa * (n) of the
PIa * (n + 1) = PIa * (n) (25)
(B) If the output of the
PIa * (n + 1) = PIa (n) + α (26)
[0043]
(2) When Wa (n) <ΔP
Since the actual received power may be on the power generation side (reverse power flow), the current power generation output reference value PIa * (n) of the
PIa * (n + 1) = PIa * (n)-(ΔP-Wa (n)) (27)
PIa * (n + 1) ≧ 0 (28)
When the actual power generation output reference value PIa * (n + 1) of the
[0044]
As described above, in the system interconnection inverter device 6 of the present embodiment, since the common connection point of the smoothing capacitors 7a and 7b constituting the smoothing circuit 7 is connected to the
[0045]
(Second embodiment)
FIG. 2 shows an electrical configuration of a system interconnection inverter device according to a second embodiment (corresponding to claim 2) of the present invention, and the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. . In the system
[0046]
The AC output terminal of the
[0047]
On the other hand, the AC output terminal of the
[0048]
When the output terminals of the
[0049]
On the other hand, in the present embodiment, the
[0050]
The reactor 19b connected to the
[0051]
On the other hand, since the
[0052]
When the
[0053]
Although not shown, when the voltage level of the DC power generation element (fuel cell in this embodiment) that generates actual DC power is different from the voltage (160 Vdc or more) required for the output voltage of DC
[0054]
The
[0055]
As described above, according to the grid
[0056]
Furthermore, since the DC voltage can be suppressed to 200 Vdc or less, the withstand voltage of components such as the switching elements and the capacitors of the converters in the
[0057]
(Third embodiment)
FIG. 3 shows an electrical configuration of a system interconnection inverter device according to a third embodiment (corresponding to claim 9) of the present invention, and the same components as those in FIG. ing. In the system
[0058]
The AC output terminals of the
[0059]
On the other hand, an AC output terminal (corresponding to a second output terminal) of the
[0060]
That is, the AC output terminal of the
[0061]
The
[0062]
With the configuration described above, the portion composed of the
[0063]
On the other hand, when the insulating transformer 29 is connected to the
[0064]
This ON-OFF control method is performed as follows. That is, the switching element 25n2 = ON (25n1 = OFF) is maintained during the half cycle of the positive (+) power system voltage Vac1 (or Vac2, Vac12). In this case, the AC output (power generation) from the
[0065]
(1) Switching element 25a1 = ON (25a2 = OFF),
Switching element 25b1 = ON (25b2 = OFF)
The AC output (power generation) from the
(2) Switching element 25a1 = OFF (25a2 = ON),
Switching element 25b1 = OFF (25b2 = ON)
The AC output (power generation) from the
[0066]
On the other hand, during the half cycle of the power system voltage being negative (-), the state of the switching element 25n1 = ON (25n2 = OFF) is maintained. In this case, the AC output (power generation) from the
[0067]
(1) Switching element 25a1 = ON (25a2 = OFF),
Switching element 25b1 = ON (25b2 = OFF)
The AC output (power generation) from the
(2) Switching element 25a1 = OFF (25a2 = ON),
Switching element 25b1 = OFF (25b2 = ON)
The AC output (power generation) from the
[0068]
Note that the switching elements 25n1 and 25n2 do not perform high-speed switching like the other switching elements 25a1, 25a2, 25b1, and 25b2, and are basically switched only once in a half cycle of the power supply frequency. Therefore, the high-frequency noise component caused by the switching of the switching elements 25n1 and 25n2 is considerably reduced. Therefore, the
[0069]
According to the system
[0070]
Further, similarly to the second embodiment, the
[0071]
By providing the insulating transformer 29, the output voltage of the
[0072]
(Fourth embodiment)
FIG. 4 shows an electrical configuration of a grid-connected inverter device according to a fourth embodiment (corresponding to claim 10) of the present invention. The same components as those in FIG. 1 or FIG. Is shown. In the system
[0073]
The
[0074]
The
[0075]
With the configuration described above, the portion composed of the
[0076]
Therefore, the AC
[0077]
According to the present embodiment, similarly to the first embodiment, complete reverse power flow prevention operation can be realized by individual power generation control for each of the
[0078]
(Fifth embodiment)
FIG. 5 shows an electrical configuration of a grid-connected inverter device according to a fifth embodiment (corresponding to claim 14) of the present invention. The same components as those in FIG. ing. This system
[0079]
The first and
[0080]
As in the fourth embodiment, the system
[0081]
As described above, in the DC
[0082]
According to this embodiment, substantially the same operation and effect as those of the fourth embodiment can be obtained. Although a heavy transformer is used in this embodiment, the configuration of the inverter can be simplified as compared with the conventional configuration (see FIG. 9). Further, since it is not necessary to provide a voltage conversion means such as a DC / DC converter in the DC
[0083]
Although not described in detail in the description of the present invention, when the power generation operation is performed by interconnecting the power system 1 in a non-insulated manner, a DC ground fault on the
[0084]
(Sixth embodiment)
Next, a sixth embodiment (corresponding to claim 15) of the present invention will be described.
In each of the above-described embodiments, the received
[0085]
In order to prevent reverse power flow, it is possible to estimate whether the power is in the power receiving state or the power generation (reverse power flow) state based on the phase relationship between the power supply voltage waveform and the power receiving current. Therefore, the instantaneous value multiplication of the voltage and the current does not need to be performed for the reverse power flow prevention control, and the calculation time for the control can be shortened and the load on the control can be reduced.
[0086]
(Seventh embodiment)
Next, as a seventh embodiment of the present invention (corresponding to
[0087]
When a general household is considered, the power consumption of the
[0088]
Therefore, a specific capacitance value will be examined under the following conditions.
DC generation rated power = 1000W (maximum continuous generation)
Contract power of power system 1 = 6 kVA (200 V-30 A)
[0089]
The single-phase three-wire commercial power system 1 of 100 V / 200 V can be regarded as two rated voltage power supplies of 100 V, and the maximum value of the received power is 100 V / 30 A = 3000 VA for each phase (power factor = 1 and Then it becomes 3000W). In this case, at home, it is possible to connect the
[0090]
PIa + PIb ≦ 1000W (29)
[0091]
(A) Example 1
Consider the case where the rated output capacities PIa (rated) and PIb (rated) of the
PIa (rated) = 1000 W (30)
PIb (rated) = 1000 W (31)
[0092]
In this case, if the AC output powers PIa and PIb are within the range satisfying the expression (29), the
[0093]
Further, with respect to any of the 100 V power supplies included in the power system 1, any power consumption is reduced from 1000 W due to the influence of the indoor wiring or the like or the configuration of the load group 2 (unbalance between the
[0094]
(B) Example 2
Under the condition that the expression (29) is satisfied, the rated output capacities PIa (rated) and PIb (rated) of the
PIa (rated) = 500 W (32)
PIb (rated) = 500 W (33)
[0095]
In this case, conditions shown by the following expressions (34) and (35) are further added to the condition shown by the above expression (29).
PIa ≦ 500W (34)
PIb ≦ 500W (35)
[0096]
In the case of the present example, even when the AC output powers PIa and PIb are within the range satisfying the expression (29) in a state where the complete reverse power flow operation is realized, the rated output is obtained as shown by the expressions (34) and (35). Since the output capacities PIa (rated) and PIb (rated) cannot exceed 500 W, a part of the output power of the
[0097]
Note that, for any 100 V power supply of the power system 1, the power consumption of both power systems is balanced by the configuration of the indoor wiring or the load group 2 (for example, the load capacity of the 200 V load group 2 c is In a case where the DC
[0098]
(Eighth embodiment)
FIG. 6 shows an electrical configuration of a grid-connected inverter device according to an eighth embodiment (corresponding to claim 5) of the present invention. The same components as those in FIG. ing. This system interconnection inverter device 37 is obtained by further adding components to the system interconnection inverter device 6 described in the first embodiment.
[0099]
That is, switching elements 38a and 38b constituting the third inverter circuit 38 are connected in series (in a half bridge shape) between the output terminals of the
[0100]
The power supply selection switch circuit 39 connects the output terminal of the inverter circuit 38 to one of the
[0101]
Further, in order to prevent frequent switching of the power supply selection switch circuit 39 due to a sudden load change or the like, the selection logic of the power supply selection switch circuit 39 may be provided with a time limit element or a dead zone. The time limit element is, for example, one that maintains the switching state for a predetermined time after switching, and the dead zone refers to switching control with hysteresis.
[0102]
The load
[0103]
Next, the operation of the present embodiment will be described.
First, symbols used in the following description are defined.
Received power of each phase: Pa, Pb
Received power detection value of each phase: Wa, Wb
Load power consumption of each phase: PLa, PLb
Estimated load power consumption of each phase: PLa *, PLb *
AC output power of
Power generation output standards of
Selection signal (logic signal) of power supply selection switch circuit 39: Sc *
Sc * = 1 (when voltage line 1a is selected)
Sc * = 0 (when
[0104]
The load power consumption PLa and PLb are obtained by the equations (36) and (37), respectively. Here, / Sc * is a logically inverted signal of the selection signal Sc *.
PLa = Pa + PIa + Sc * · PIc (36)
PLb = Pb + PIb + / Sc * · PIc (37)
[0105]
Here, the following approximate expressions (38) to (42) hold for the received powers Pa and Pb and the AC output powers PIa, PIb and PIc.
Pa ≒ Wa (38)
Pb ≒ Wb ... (39)
PIa ≒ PIa * ... (40)
PIb ≒ PIb * (41)
PIc @ PIc * (42)
[0106]
Therefore, the load
PLa * @ Wa + PIa * + Sc * · PIc * (43)
PLb*@Wb+PIb*+/Sc*.PIc* (44)
[0107]
Then, the power supply selection switch control circuit 43 updates the logical value of the selection signal Sc * based on the estimated load power consumption values PLa * and PLb * as follows.
(1) When PLa * ≧ PLb *
Sc * = 1 (output voltage line 1a selection command)
(2) When PLa * <PLb *
Sc * = 0 (
[0108]
In other words, the output terminal of the inverter circuit 38 is connected to the phase having the larger load power consumption of the two phases, and the AC output power of the
[0109]
Therefore, as a third example, the rated output capacities PIa (rated), PIb (rated), and PIc (rated) of the
[0110]
(A) Example 1 (seventh embodiment)
All of the power can be generated up to the load power consumption of 1000 W, and the utilization rate of the
[0111]
(B) Example 2 (seventh embodiment)
Although it is possible to generate power up to the load power consumption of 1000 W, it is not possible to generate power in the portion exceeding 500 W for each phase, and the utilization rate of the
[0112]
(C) Example 3 (this embodiment)
By switching the power supply selection switch circuit 39, all of the power can be generated up to the load power consumption of 1000 W, and the utilization rate of the
[0113]
The AC
[0114]
(Ninth embodiment)
FIG. 7 shows the electrical configuration of a grid-connected inverter device according to a ninth embodiment (corresponding to claim 6) of the present invention. The same components as those in FIG. ing. This system interconnection inverter device 44 is obtained by further adding components to the system interconnection inverter device 6 described in the first embodiment.
[0115]
That is, the power supply selection switch circuit 45 connects the output terminal of the
[0116]
The load capacity calculation circuit 48 calculates the load power consumption PLa and PLb. The power supply selection
[0117]
Next, the operation of the present embodiment will be described.
First, symbols used in the following description are defined.
Rated output capacity of
Selection signal (logic signal) of the power supply selection switch circuit 45: Sa *
Sa * = 1 (when voltage line 1a is selected)
Sa * = 0 (when
Selection signal (logic signal) of power supply selection switch circuit 46: Sb *
Sb * = 1 (when
Sb * = 0 (when
[0118]
The load power consumption PLa and PLb are obtained by the equations (45) and (46), respectively. Here, / Sa * and / Sb * are logically inverted signals of the selection signals Sa * and Sb *, respectively.
PLa = Pa + Sa * .PIa + / Sb * .PIb (45)
PLb = Pb + Sb * .PIb + / Sa * .PIa (46)
Here, for the received powers Pa and Pb and the AC output powers PIa and PIb, the above-described approximate expressions (38) to (41) hold.
[0119]
Therefore, the load capacity calculating circuit 48 estimates and calculates the load power consumption PLa *, PLb * of each phase by the following equations (47) and (48).
PLa*@Wa+Sa*.PIa*+/Sb*.PIb* (47)
PLb*@Wb+Sb*.PIb*+/Sa*.PIa* (48)
[0120]
Then, the power supply selection
[0121]
(1) When PLa *> PLb * + PIa (rated)
Sa * = 1 (output voltage line 1a selection command)
Sb * = 0 (output voltage line 1a selection command)
(2) When PLb *> PLa * + PIb (rated)
Sa * = 0 (
Sb * = 1 (
③ Other cases
Sa * = 1 (output voltage line 1a selection command)
Sb * = 1 (
[0122]
Explaining the case (1) above, suppose that Sa * = 1, Sb * = 1, that is, the output terminal of the
[0123]
In other words, when the value of the load power consumption PLa is large and the value of the load power consumption PLb is small, it is better to connect both the
[0124]
Thus, as a fourth example, a seventh embodiment is described in which the rated output capacities PIa (rated) and PIb (rated) of the
[0125]
(D) Example 4
By switching the power supply
[0126]
The AC output control circuit 47 controls the
[0127]
In addition, when the
[0128]
According to this embodiment described above, substantially the same operation and effect as those of the first embodiment can be obtained, and the utilization of the
[0129]
(Tenth embodiment)
As a tenth embodiment (corresponding to claim 8) of the present invention, in the configuration shown in the eighth embodiment (see FIG. 6) and the ninth embodiment (see FIG. 7), A control method when the power supply
[0130]
{Circle around (1)} In the case of the system interconnection inverter device 37 shown in the eighth embodiment
The power supply selection switch control circuit 43 controls the connection of the output terminal of the inverter circuit 38.
Switch from voltage line 1a to
When switching from the
[0131]
(2) In the case of the grid-connected inverter device 44 shown in the ninth embodiment
The power supply selection
Switching from voltage line 1a to
Switch from
Connect the output terminals of the inverter circuit 9
Switching from voltage line 1a to
When switching from the
[0132]
At the time of these switchings, the output reference of the
[0133]
In the case of the configuration shown in FIG. 7, it may be necessary to change the connection of the output terminals of the
[0134]
Further, in FIG. 7, since the terminal voltages of the
[0135]
(Eleventh embodiment)
Next, an eleventh embodiment (corresponding to claim 17) of the present invention will be described with reference to FIG. 8, which shows an electrical configuration of a DC power generator. The DC
[0136]
The DC
[0137]
In the first step-up
[0138]
On the other hand, in the second step-up
[0139]
Since the charging voltage required for the smoothing capacitors 7a and 7b is about 160 Vdc as described above, by adopting the configuration of the present embodiment, the voltage applied to the
[0140]
(Twelfth embodiment)
Next, as a twelfth embodiment of the present invention (corresponding to claims 7 and 13), a description will be given of power generation output control of an inverter circuit related to suppression of imbalance in received power of the power system 1. This power generation output control is applicable to all the above-described embodiments, but hereinafter, mainly the system interconnection inverter devices 37 and 44 (FIGS. 6 and 7) according to the eighth and ninth embodiments. ) Will be described as an example.
[0141]
First, the load
(1) Received power detection values Wa, Wb of power system 1
{Circle around (2)} Current power generation output references PIa * (n), PIb * (n), PIc * (n) of
(3) The selection signal Sc * of the power selection switch circuit 39 in the configuration shown in FIG. 6, and the selection signals Sa * and Sb * of the power
[0142]
As a specific calculation expression, the control margin determined based on the control error and the detection error as described above is defined as ΔP (ΔP ≧ 0), for example, by the following expressions (49) and (50). Here, / Sa * and / Sb * are logically inverted signals of the selection signals Sa * and Sb *, respectively.
[0143]
PLa * (n) = Wa−ΔP + Sa * · PIa * (n)
+ / Sb * · PIb * (n) + 8c * · PIc * (n) (49)
PLb * (n) = Wb-ΔP + / Sa * · PIa * (n) + Sb * · PIb * (n) + / 8c * · PIc * (n) (50)
[0144]
Here, for example, when the inverter circuit 38 does not exist as in the configuration shown in FIG. 7, the following Expression (51) may be used in the calculation of Expressions (49) and (50).
PIc * (n) = 0 (51)
[0145]
When the power supply
Sa * = 1 (always select voltage line 1a) (52)
Sb * = 1 (always
[0146]
Next, the rated output capacities PIa * (rated), PIb * (rated), and PIc * (rated) of the
[0147]
PIa * (maximum) = Sa * · PIa * (rated) + / Sb * · PIb * (rated) + 8c * · PIc * (rated) (54)
PIb * (maximum) = / Sa * · PIa * (rated) + Sb * · PIb * (rated) + / 8c * · PIc * (rated) (55)
Also in this case, the calculation is appropriately performed using the equations (51), (52), and (53) according to the presence or absence of the inverter circuit 38 and the presence or absence of the power supply
[0148]
Next, AC generation rated power PI * (DC rating) determined according to the DC power generation rated power of the DC
[0149]
The power generation output standards PIa * (temporary) and PIb * (temporary) take into account reverse power flow prevention and inverter maximum output capacities PIa * (maximum), PIb * (maximum) and AC power rating power PI * (DC rating). The above provisional one is calculated so as to further satisfy the condition (2) with the following condition (1) as a basic condition.
{Circle around (1)} The rated power for alternating current generation PI * (DC rating) is equally distributed to each phase.
(2) The received power of each phase is balanced in accordance with the estimated load power consumption value (computed value) PLa *, PLb * of each phase at the present time.
[0150]
Specific calculations are, for example, the following equations (56) and (57).
PIa * (provisional) = (PI * (DC rating) + PLa * (present) -PLb * (present)) / 2 (56)
PIb * (provisional) = (PI * (DC rating) −PLa * (present) + PLb * (present)) / 2 (57)
[0151]
Next, the estimated load power consumption value (computed value) PLa * (current) of each phase is calculated from the calculated temporary power output reference PIa * (temporary) and PIb * (temporary) of each phase from the viewpoint of reverse power flow prevention. , PLb * (current), inverter maximum output capacities PIa * (maximum), PIb * (maximum) from the viewpoint of output limitation of
[0152]
0 ≦ PIa * (temporary) ≦ MIN (PLa * (current), PIa * (maximum), PI * (DC rating)) (58)
0 ≦ PIb * (temporary) ≦ MIN (PLb * (current), PIb * (maximum), PI * (DC rating)) (59)
[0153]
By controlling the
(1) No reverse power flow in each phase
(2) Each phase is within the rated power generation
(3) Great effect of correcting imbalance of received power
This is an excellent effect.
[0154]
The reason why “(temporary)” is added to PIa * and PIb * after the upper limit processing (UL) and the lower limit processing (LL) is that the power generation output reference PIa obtained in the following thirteenth embodiment is used. *, PIb * was considered "(final)".
[0155]
Although the present embodiment has been described based on the configurations shown in FIGS. 6 and 7, the configurations shown in FIGS. 1 to 5 can be similarly applied. In this case, in the configuration including the
[0156]
(Thirteenth embodiment)
Next, a description will be given of a thirteenth embodiment (corresponding to claims 7 and 13) relating to power generation output control capable of further increasing the power generation output with respect to the twelfth embodiment described above. This power generation output control is also applicable to each of the above-described embodiments, but hereinafter, the system interconnection inverter devices 37 and 44 (FIGS. 6 and 7) according to the eighth and ninth embodiments will be described. An example will be described.
[0157]
Since the power generation output control of the twelfth embodiment is based on the unbalance correction calculation formulas represented by the formulas (56) and (57), the calculation result is not necessarily the total output power of each phase, that is, the
[0158]
Therefore, first, a margin (adjustable amount) ΔPIa * (reverse tide) and ΔPIb * (reverse tide) for the reverse power flow prevention condition are calculated by the following equations (60) and (61).
ΔPIa * (reverse tide) = PLa * (current state) −PIa * (temporary) (60)
ΔPIb * (reverse tide) = PLb * (current state) −PIb * (temporary) (61)
[0159]
Next, a margin (adjustable amount) ΔPIa * (rated) and ΔPIb * (rated) with respect to the inverter output rating for each phase are calculated by the following equations (62) and (63).
ΔPIa * (rated) = PIa * (maximum) −PIa * (temporary) (62)
ΔPIb * (rated) = PIb * (maximum) −PIb * (temporary) (63)
[0160]
Further, margins (adjustable amounts) ΔPIa * (DC) and ΔPIb * (DC) with respect to the rated AC power PI * (DC rating) of the
Then, the minimum value for each phase is selected for each of the adjustable amounts, and the result is added to the temporary power generation output reference PIa * (temporary) and PIb * (temporary) for each phase. The final power generation output reference PIa * (final) and PIb * (final) of each phase to be output are obtained. This means that when all of the provisional power generation output references PIa * (provisional) or PIb * (provisional) for each phase have not reached the upper limit value for each phase, the output is increased to the closest upper limit value. Is equivalent to This calculation is performed by the following equations (65) to (68).
[0162]
ΔPIa * = MIN (ΔPIa * (reverse tide), ΔPIa * (rated), ΔPIa * (DC)) (65)
ΔPIb * = MIN (ΔPIb * (reverse tide), ΔPIb * (rated), ΔPIb * (DC)) (66)
PIa * (final) = PIa * (temporary) + ΔPIa * (67)
PIb * (final) = PIb * (temporary) + ΔPIa * (68)
[0163]
By controlling the
(1) No reverse power flow in each phase
(2) Each phase is within the rated power generation
(3) Great effect of correcting imbalance of received power
(4) Power generation output can be increased within the allowable range (use rate is improved)
This is an excellent effect.
[0164]
In this embodiment, the upper limit of the calculation of the power generation output reference PIa * (final) and PIb * (final) for each phase is defined as
A. Estimated load power consumption value PLa * (current), PLb * (current) of each phase
B. Inverter maximum output capacity PIa * (maximum), PIb * (maximum) for each phase
C. Rated DC power of
In addition, the upper limit processing and the output adjustment processing are performed in the same manner as described above by further taking into account a predetermined constant or a variable (eg, time period (daytime and nighttime) and a fuel supply state to the fuel cell) corresponding to the driving situation. Is executed, the effects (1) to (4) can be easily obtained within the range of the newly added condition.
[0165]
(14th embodiment)
Next, a fourteenth embodiment (corresponding to
When the reverse power flow prevention control is performed in each of the above-described embodiments, usually, a high-speed response according to the load power fluctuation is required. Therefore, considering a situation in which load fluctuation frequently occurs, the inverter output also fluctuates accordingly, and as a result, the amount of DC power generated by the
[0166]
In this case, for example, if a protection relay for preventing reverse power flow is installed on the upper side of the power system 1, if the operation time of the protection relay is within a set time (for example, 1 second), or if the reverse power flow is a predetermined power, If it is within the range, even if reverse power flow occurs, it does not immediately decrease the output of the inverter circuit, keeps the current inverter output state, or gradually reduces the output at a predetermined rate. Is added to the AC output control circuit, it is possible to reduce the influence of output fluctuation on the
[0167]
Further, once a system interconnection system including a system interconnection inverter device using a fuel cell is once constructed, conditions for interconnection to the power system 1 imposed on the system interconnection system are changed, for example, a predetermined Even if the reverse power flow is possible, if the reverse power flow prevention time is made variable in advance from the outside, the set time is simply extended (for example, set to infinity), and a particularly large configuration change is involved. There is an advantage that can be easily dealt with without.
[0168]
Note that the amount of hydrogen-rich gas in the fuel cell and the DC power are basically in a proportional relationship. Therefore, performing reverse power flow prevention control due to a change in load power results in a change in the power generated by the inverter circuit, which leads directly to a change in the DC power generated, leading to a change in the fuel flow rate. On the other hand, since the fuel cell can be regarded as a small-scale chemical plant as described above, it is more stable and efficient to operate under a certain condition. Therefore, if the fuel control means is provided to control the fuel flow rate supplied to the fuel cell with a predetermined time limit element or a predetermined increase / decrease rate according to the output power of the inverter circuit by the reverse power flow prevention control, the fluctuation of the plant can be improved. Can be reduced, and efficient operation can be realized.
[0169]
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings. For example, the present invention can be modified or expanded as follows.
The DC power generation elements in the DC
The voltage adjusting means provided in the
The switching elements 8a, 8b, 9a, 9b and the like constituting the
The turns ratio of the insulating
[0170]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, the grid-connected inverter device of the present invention can be connected to a single-phase three-wire commercial power system, and can share a DC power generator and two smoothing capacitors connected in series. A smoothing circuit having a connection point connected to a neutral line of a single-phase three-wire commercial power system, first and second inverter circuits having a half-bridge connection configuration, first and second AC filter circuits, First and second received power detectors for detecting received power from a single-phase three-wire commercial power system, and AC output of the first and second inverter circuits so that the polarity of each received power is not on the power generation side. And an AC output control circuit for controlling the power supply, there is no need to provide an insulation transformer, and complete reverse power flow prevention operation can be realized by controlling the generated power of each voltage line using the first and second inverter circuits. In addition, the equipment is small and light Can lower cost, higher efficiency achieved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electrical configuration diagram of a system interconnection inverter device according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a view corresponding to FIG. 1, showing a second embodiment of the present invention;
FIG. 3 is a view corresponding to FIG. 1, showing a third embodiment of the present invention;
FIG. 4 is a view corresponding to FIG. 1, showing a fourth embodiment of the present invention;
FIG. 5 is a view corresponding to FIG. 1, showing a fifth embodiment of the present invention;
FIG. 6 is a view corresponding to FIG. 1, showing an eighth embodiment of the present invention;
FIG. 7 is a view corresponding to FIG. 1, showing a ninth embodiment of the present invention;
FIG. 8 is an electrical configuration diagram of a DC power generator according to an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram corresponding to FIG. 1 showing a conventional technique.
[Explanation of symbols]
1 is a single-phase three-wire commercial power system, 1a is a voltage line (first voltage line), 1b is a voltage line (second voltage line), 1n is a neutral line, 2, 2a, 2b, and 2c are loads. Groups (loads), 3, 50 are DC power generators, 6, 16, 24, 31, 34, 37, 44 are grid-connected inverter devices, 7 is a smoothing circuit, 7a is a smoothing capacitor (first smoothing capacitor), 7b is a smoothing capacitor (second smoothing capacitor), 8 and 17 are inverter circuits (first inverter circuit), 9 and 18 are inverter circuits (second inverter circuit), 8a, 8b, 9a, 9b, 25a1, 25a2, 25b1, 25b2, 25n1, 25n2, 38a, 38b are switching elements, 10, 19, 26 are AC filter circuits (first AC filter circuits), 11, 20, and 27 are AC filter circuits (second AC filter circuits). Circuit), 12 is a received power detector (first received power detector), 13 is a received power detector (second received power detector), 14, 15, 22, 23, 30, 33, 41, 47 Is an AC output control circuit, 21 and 29 are insulating transformers, 25 is an inverter circuit, 25a is an arm (first arm), 25b is an arm (second arm), 25n is an arm (third arm), and 35 is An autotransformer (first autotransformer), 36 is an autotransformer (second autotransformer), 38 is an inverter circuit (third inverter circuit), 39 is a power supply selection switch circuit, and 40 is a reactor (first autotransformer). 3, an AC filter circuit), 42 and 48 are load capacity calculation circuits, 43 and 49 are power supply selection switch control circuits, 45 is a power supply selection switch circuit (first power supply selection switch circuit), and 46 is a power supply selection switch circuit Second power supply selecting switch circuit), the DC power generating element 51 (fuel cell), 52 is a step-up chopper circuit (first boost chopper circuit) 53 is a step-up chopper circuit (a second step-up chopper circuit).
Claims (19)
直流電力を発生もしくは変換する直流発電装置と、
この直流発電装置の出力端子間に直列接続された第１および第２の平滑コンデンサから構成され、これら２つの平滑コンデンサの共通接続点が前記単相３線式商用電力系統の中性線に接続された平滑回路と、
前記直流発電装置の出力端子間にスイッチング素子をハーフブリッジ状に接続して構成された第１および第２のインバータ回路と、
前記中性線を共通線として前記第１のインバータ回路の交流出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第１の電圧線との間に接続された第１のＡＣフィルタ回路と、
前記中性線を共通線として前記第２のインバータ回路の交流出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第２の電圧線との間に接続された第２のＡＣフィルタ回路と、
前記単相３線式商用電力系統から第１の電圧線と中性線とを通して受電される第１の受電電力を検出する第１の受電電力検出器と、
前記単相３線式商用電力系統から第２の電圧線と中性線とを通して受電される第２の受電電力を検出する第２の受電電力検出器と、
前記第１の受電電力検出器により検出された第１の受電電力の極性が発電側とならないように前記第１のインバータ回路の交流出力を制御するとともに、前記第２の受電電力検出器により検出された第２の受電電力の極性が発電側とならないように前記第２のインバータ回路の交流出力を制御する交流出力制御回路とを備えたことを特徴とする系統連系インバータ装置。In a system interconnection inverter device that can be connected to a single-phase three-wire commercial power system and that can supply AC power from the single-phase three-wire commercial power system and AC power generated by itself to a load,
A DC generator that generates or converts DC power,
The DC power generator includes first and second smoothing capacitors connected in series between output terminals, and a common connection point of these two smoothing capacitors is connected to a neutral line of the single-phase three-wire commercial power system. And the smoothing circuit
First and second inverter circuits configured by connecting a switching element in a half-bridge shape between output terminals of the DC power generation device;
A first AC filter circuit connected between the AC output terminal of the first inverter circuit and a first voltage line of the single-phase three-wire commercial power system using the neutral line as a common line;
A second AC filter circuit connected between the AC output terminal of the second inverter circuit and a second voltage line of the single-phase three-wire commercial power system using the neutral line as a common line;
A first received power detector that detects a first received power received from the single-phase three-wire commercial power system through a first voltage line and a neutral line;
A second received power detector for detecting a second received power received from the single-phase three-wire commercial power system through a second voltage line and a neutral line;
The AC output of the first inverter circuit is controlled so that the polarity of the first received power detected by the first received power detector is not on the power generation side, and the AC output of the first inverter circuit is detected by the second received power detector. An AC output control circuit for controlling an AC output of the second inverter circuit so that the polarity of the second received power does not become the power generation side.
直流電力を発生もしくは変換する直流発電装置と、
この直流発電装置の出力端子間にスイッチング素子をフルブリッジ状に接続して構成された第１および第２のインバータ回路と、
前記第１のインバータ回路の交流出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第１の電圧線および中性線との間に接続された第１のＡＣフィルタ回路と、
前記第２のインバータ回路の交流出力端子に接続された第２のＡＣフィルタ回路と、
この第２のＡＣフィルタ回路の出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第２の電圧線および中性線との間に接続された絶縁トランスと、
前記単相３線式商用電力系統から第１の電圧線と中性線とを通して受電される第１の受電電力を検出する第１の受電電力検出器と、
前記単相３線式商用電力系統から第２の電圧線と中性線とを通して受電される第２の受電電力を検出する第２の受電電力検出器と、
前記第１の受電電力検出器により検出された第１の受電電力の極性が発電側とならないように前記第１のインバータ回路の交流出力を制御するとともに、前記第２の受電電力検出器により検出された第２の受電電力の極性が発電側とならないように前記第２のインバータ回路の交流出力を制御する交流出力制御回路とを備えたことを特徴とする系統連系インバータ装置。In a system interconnection inverter device that can be connected to a single-phase three-wire commercial power system and that can supply AC power from the single-phase three-wire commercial power system and AC power generated by itself to a load,
A DC generator that generates or converts DC power,
First and second inverter circuits configured by connecting switching elements in a full bridge between output terminals of the DC power generator;
A first AC filter circuit connected between an AC output terminal of the first inverter circuit and a first voltage line and a neutral line of the single-phase three-wire commercial power system;
A second AC filter circuit connected to an AC output terminal of the second inverter circuit;
An insulating transformer connected between an output terminal of the second AC filter circuit and a second voltage line and a neutral line of the single-phase three-wire commercial power system;
A first received power detector that detects a first received power received from the single-phase three-wire commercial power system through a first voltage line and a neutral line;
A second received power detector for detecting a second received power received from the single-phase three-wire commercial power system through a second voltage line and a neutral line;
The AC output of the first inverter circuit is controlled so that the polarity of the first received power detected by the first received power detector is not on the power generation side, and the AC output of the first inverter circuit is detected by the second received power detector. An AC output control circuit for controlling an AC output of the second inverter circuit so that the polarity of the second received power does not become the power generation side.
この第３のインバータ回路の交流出力端子に接続された第３のＡＣフィルタ回路と、
選択信号に従って前記第３のインバータ回路の出力端子を前記第３のＡＣフィルタ回路を介して前記単相３線式商用電力系統の第１の電圧線または第２の電圧線に接続する電源選択スイッチ回路と、
前記第１および第２の受電電力検出器により検出された第１および第２の受電電力、前記第１ないし第３のインバータ回路の各交流出力電力および前記選択信号に基づいて、前記単相３線式商用電力系統の第１の電圧線に接続された負荷が消費する第１の負荷消費電力と前記単相３線式商用電力系統の第２の電圧線に接続された負荷が消費する第２の負荷消費電力とを演算する負荷容量演算回路と、
前記第１の負荷消費電力と前記第２の負荷消費電力との比較に基づいて前記選択信号を制御する電源選択スイッチ制御回路とを備え、
前記交流出力制御回路は、前記電源選択スイッチ回路が前記第１の電圧線側に切り替えられている場合にあっては、前記単相３線式商用電力系統の第１の受電電力が発電極性とならないように前記第１および第３のインバータ回路の合計交流出力を制御し、前記電源選択スイッチ回路が前記第２の電圧線側に切り替えられている場合にあっては、前記単相３線式商用電力系統の第２の受電電力が発電極性とならないように前記第２および第３のインバータ回路の合計交流出力を制御するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の系統連系インバータ装置。A switching element connected between output terminals of the DC power generator in a half-bridge configuration, and a conversion power capacity of approximately 1/2 or less of a rated capacity of the DC power generator or the first or second inverter circuit; A third inverter circuit having a similar conversion power capacity;
A third AC filter circuit connected to an AC output terminal of the third inverter circuit,
A power selection switch for connecting an output terminal of the third inverter circuit to a first voltage line or a second voltage line of the single-phase three-wire commercial power system via the third AC filter circuit according to a selection signal. Circuit and
Based on the first and second received powers detected by the first and second received power detectors, each AC output power of the first to third inverter circuits, and the selection signal, the single-phase 3 The first load power consumed by the load connected to the first voltage line of the linear commercial power system and the second load consumed by the load connected to the second voltage line of the single-phase three-wire commercial power system A load capacity calculation circuit for calculating the load power consumption of the load control circuit;
A power selection switch control circuit that controls the selection signal based on a comparison between the first load power consumption and the second load power consumption,
The AC output control circuit is configured such that when the power supply selection switch circuit is switched to the first voltage line side, the first received power of the single-phase three-wire commercial power system has a power generation polarity. Controlling the total AC output of the first and third inverter circuits so that the power supply selection switch circuit is switched to the second voltage line side. 2. The grid connection according to claim 1, wherein the total AC output of the second and third inverter circuits is controlled so that the second received power of the commercial power system does not have the polarity of power generation. 3. System inverter device.
第２の選択信号に従って前記第２のインバータ回路の出力端子を前記第２のＡＣフィルタ回路を介して前記単相３線式商用電力系統の第１の電圧線または第２の電圧線に接続する第２の電源選択スイッチ回路と、
前記第１および第２の受電電力検出器により検出された第１および第２受電電力、前記第１、第２のインバータ回路の各交流出力電力および前記第１、第２の選択信号に基づいて、前記単相３線式商用電力系統の第１の電圧線に接続された負荷が消費する第１の負荷消費電力と前記単相３線式商用電力系統の第２の電圧線に接続された負荷が消費する第２の負荷消費電力とを演算する負荷容量演算回路と、
前記第１、第２の負荷消費電力と前記第１、第２のインバータ回路の変換電力容量とに基づいて前記第１および第２のインバータ回路の合計交流出力が大きくなるように前記第１および第２の選択信号を制御する電源選択スイッチ制御回路とを備え、
前記交流出力制御回路は、前記第１および第２の電源選択スイッチ回路がともに前記第１の電圧線側または前記第２の電圧線側に切り替えられている場合に、前記単相３線式商用電力系統の第１の受電電力および第２の受電電力がともに発電極性とならないように前記第１および第２のインバータ回路の交流出力を制御するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の系統連系インバータ装置。An output terminal of the first inverter circuit is connected to a first voltage line or a second voltage line of the single-phase three-wire commercial power system via the first AC filter circuit according to a first selection signal. A first power selection switch circuit;
An output terminal of the second inverter circuit is connected to a first voltage line or a second voltage line of the single-phase three-wire commercial power system via the second AC filter circuit according to a second selection signal. A second power supply selection switch circuit;
Based on the first and second received powers detected by the first and second received power detectors, each AC output power of the first and second inverter circuits, and the first and second selection signals. A first load power consumed by a load connected to a first voltage line of the single-phase three-wire commercial power system and a second power line connected to a second voltage line of the single-phase three-wire commercial power system A load capacity calculating circuit for calculating a second load power consumption consumed by the load;
The first and second inverter circuits are configured to increase the total AC output of the first and second inverter circuits based on the first and second load power consumption and the converted power capacity of the first and second inverter circuits. A power selection switch control circuit for controlling a second selection signal;
The AC output control circuit is configured to output the single-phase three-wire commercial power when the first and second power supply selection switch circuits are both switched to the first voltage line side or the second voltage line side. The AC power output of the first and second inverter circuits is controlled so that both the first received power and the second received power of the power system do not have the polarity of power generation. 2. The grid-connected inverter device according to 1.
直流電力を発生もしくは変換する直流発電装置と、
この直流発電装置の出力端子間にスイッチング素子を三相フルブリッジ状に接続して構成され、その第１ないし第３のアームに対応した第１ないし第３の出力端子のうち第３の出力端子が前記単相３線式商用電力系統の中性線に接続されたインバータ回路と、
このインバータ回路の第１および第３の出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第１の電圧線および中性線との間に接続された第１のＡＣフィルタ回路と、
前記インバータ回路の第２および第３の出力端子に接続された第２のＡＣフィルタ回路と、
この第２のＡＣフィルタ回路の出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第２の電圧線および中性線との間に接続され、前記中性線を基準電位とした場合の前記第２の出力端子の極性と前記第２の電圧線の極性とが逆極性となるような結合を有する絶縁トランスと、
前記単相３線式商用電力系統から第１の電圧線と中性線とを通して受電される第１の受電電力を検出する第１の受電電力検出器と、
前記単相３線式商用電力系統から第２の電圧線と中性線とを通して受電される第２の受電電力を検出する第２の受電電力検出器と、
前記インバータ回路の第３のアームを構成するスイッチング素子のオン・オフ状態を前記単相３線式商用電力系統の電源位相に応じて制御しながら、前記第１の受電電力検出器により検出された第１の受電電力の極性が発電側とならないように前記インバータ回路の第１のアームの交流出力を制御するとともに、前記第２の受電電力検出器により検出された第２の受電電力の極性が発電側とならないように前記インバータ回路の第２のアームの交流出力を制御する交流出力制御回路とを備えたことを特徴とする系統連系インバータ装置。In a system interconnection inverter device that can be connected to a single-phase three-wire commercial power system and that can supply AC power from the single-phase three-wire commercial power system and AC power generated by itself to a load,
A DC generator that generates or converts DC power,
A switching element is connected between output terminals of the DC power generating device in a three-phase full bridge configuration, and a third output terminal among first to third output terminals corresponding to the first to third arms is provided. An inverter circuit connected to the neutral line of the single-phase three-wire commercial power system,
A first AC filter circuit connected between first and third output terminals of the inverter circuit and a first voltage line and a neutral line of the single-phase three-wire commercial power system;
A second AC filter circuit connected to second and third output terminals of the inverter circuit;
The second AC filter circuit is connected between an output terminal of the second AC filter circuit and a second voltage line and a neutral line of the single-phase three-wire commercial power system, and is connected to the neutral line as a reference potential. An insulation transformer having a coupling such that the polarity of the second output terminal and the polarity of the second voltage line are opposite to each other;
A first received power detector that detects a first received power received from the single-phase three-wire commercial power system through a first voltage line and a neutral line;
A second received power detector for detecting a second received power received from the single-phase three-wire commercial power system through a second voltage line and a neutral line;
The on / off state of the switching element constituting the third arm of the inverter circuit is detected by the first received power detector while controlling the on / off state according to the power phase of the single-phase three-wire commercial power system. The AC output of the first arm of the inverter circuit is controlled so that the polarity of the first received power is not on the power generation side, and the polarity of the second received power detected by the second received power detector is An AC output control circuit for controlling an AC output of the second arm of the inverter circuit so as not to be on the power generation side.
直流電力を発生もしくは変換する直流発電装置と、
この直流発電装置の出力端子間にスイッチング素子を三相フルブリッジ状に接続して構成され、その第１ないし第３のアームに対応した第１ないし第３の出力端子のうち第３の出力端子が前記単相３線式商用電力系統の中性線に接続されたインバータ回路と、
このインバータ回路の第１および第３の出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第１の電圧線および中性線との間に接続された第１のＡＣフィルタ回路と、
前記インバータ回路の第２および第３の出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第２の電圧線および中性線との間に接続された第２のＡＣフィルタ回路と、
前記単相３線式商用電力系統から第１の電圧線と中性線とを通して受電される第１の受電電力を検出する第１の受電電力検出器と、
前記単相３線式商用電力系統から第２の電圧線と中性線とを通して受電される第２の受電電力を検出する第２の受電電力検出器と、
前記インバータ回路の第３のアームを構成するスイッチング素子を前記単相３線式商用電力系統の電源周波数に比べ十分に高い周波数で且つほぼ５０％のオン・オフ比率でスイッチングを行いながら、前記第１の受電電力検出器により検出された第１の受電電力の極性が発電側とならないように前記インバータ回路の第１のアームの交流出力を制御するとともに、前記第２の受電電力検出器により検出された第２の受電電力の極性が発電側とならないように前記インバータ回路の第２のアームの交流出力を制御する交流出力制御回路とを備えたことを特徴とする系統連系インバータ装置。In a system interconnection inverter device that can be connected to a single-phase three-wire commercial power system and that can supply AC power from the single-phase three-wire commercial power system and AC power generated by itself to a load,
A DC generator that generates or converts DC power,
A switching element is connected between output terminals of the DC power generating device in a three-phase full bridge configuration, and a third output terminal among first to third output terminals corresponding to the first to third arms is provided. An inverter circuit connected to the neutral line of the single-phase three-wire commercial power system,
A first AC filter circuit connected between first and third output terminals of the inverter circuit and a first voltage line and a neutral line of the single-phase three-wire commercial power system;
A second AC filter circuit connected between second and third output terminals of the inverter circuit and a second voltage line and a neutral line of the single-phase three-wire commercial power system;
A first received power detector that detects a first received power received from the single-phase three-wire commercial power system through a first voltage line and a neutral line;
A second received power detector for detecting a second received power received from the single-phase three-wire commercial power system through a second voltage line and a neutral line;
While switching the switching element forming the third arm of the inverter circuit at a frequency sufficiently higher than the power frequency of the single-phase three-wire commercial power system and at an on / off ratio of approximately 50%, The AC output of the first arm of the inverter circuit is controlled so that the polarity of the first received power detected by the first received power detector is not on the power generation side, and the first received power is detected by the second received power detector. An AC output control circuit for controlling an AC output of a second arm of the inverter circuit so that the polarity of the second received power does not become the power generation side.
前記交流出力制御回路は、前記第１の受電電力と前記第２の受電電力との差が小さくなるように、前記インバータ回路の交流出力を制御することを特徴とする請求項１ないし４、９ないし１２の何れかに記載の系統連系インバータ装置。A first voltage of the single-phase three-wire commercial power system based on the first and second received powers detected by the first and second received power detectors and an AC output power of the inverter circuit. A load for calculating a first load power consumption consumed by a load connected to a line and a second load power consumption consumed by a load connected to a second voltage line of the single-phase three-wire commercial power system. Equipped with a capacity calculation circuit,
The AC output control circuit controls an AC output of the inverter circuit so that a difference between the first received power and the second received power is reduced. 13. The system interconnection inverter device according to any one of claims 12 to 12.
前記第２のＡＣフィルタ回路の出力端子と前記単相３線式商用電力系統の第２の電圧線および中性線との間に第２の単巻トランスを備えたことを特徴とする請求項１または１０記載の系統連系インバータ装置。A first autotransformer between an output terminal of the first AC filter circuit and a first voltage line and a neutral line of the single-phase three-wire commercial power system;
A second autotransformer is provided between an output terminal of the second AC filter circuit and a second voltage line and a neutral line of the single-phase three-wire commercial power system. 11. The system interconnection inverter device according to 1 or 10.
前記交流出力制御回路は、前記第１および第２の受電電流検出器により検出した受電電流の有効電流成分の極性がともに発電側とならないように、前記インバータ回路の交流出力を制御することを特徴とする請求項１ないし１４の何れかに記載の系統連系インバータ装置。A current flowing through a first voltage line of the single-phase three-wire commercial power system is detected instead of the first and second received power detectors that detect received power from the single-phase three-wire commercial power system A first receiving current detector for detecting a current flowing through a second voltage line of the single-phase three-wire commercial power system;
The AC output control circuit controls the AC output of the inverter circuit so that the polarities of the effective current components of the received current detected by the first and second received current detectors are not both on the power generation side. The system interconnection inverter device according to any one of claims 1 to 14, wherein:
直流電力を発生する直流発電要素と、
この直流発電要素と前記第１の平滑コンデンサとの間に設けられ、前記第１の平滑コンデンサに昇圧電圧を出力する第１の昇圧チョッパ回路と、
前記直流発電要素と前記第２の平滑コンデンサとの間に設けられ、前記第２の平滑コンデンサに前記第１の平滑コンデンサと同極性の昇圧電圧を出力する第２の昇圧チョッパ回路とを備えて構成されていることを特徴とする請求項１、５、６の何れかに記載の系統連系インバータ装置。The DC power generator,
A DC power generating element for generating DC power,
A first step-up chopper circuit that is provided between the DC power generating element and the first smoothing capacitor and outputs a step-up voltage to the first smoothing capacitor;
A second boost chopper circuit that is provided between the DC power generating element and the second smoothing capacitor and that outputs a boosted voltage having the same polarity as the first smoothing capacitor to the second smoothing capacitor. 7. The system interconnection inverter device according to claim 1, wherein the system interconnection device is configured.
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