JP2004173451A

JP2004173451A - Hybrid power converter

Info

Publication number: JP2004173451A
Application number: JP2002338276A
Authority: JP
Inventors: Yosuke Nakazawa; 沢洋介中; Kenji Ito; 藤健治伊; Shigeru Tanaka; 中茂田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-11-21
Filing date: 2002-11-21
Publication date: 2004-06-17
Anticipated expiration: 2022-11-21
Also published as: JP4261163B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an economical power converter which is excellent in overload resistance, capable of power regeneration, and high in converter efficiency. <P>SOLUTION: When a current flows to a self arc-distinguishing element S2 and the element is switched off, the current flows first to a high-speed diodes D1, however a reverse bias voltage is applied to D1 by a series resistor Ra1, so that the current of D1 for power increases, and the current of a diode PD1 for positive power increases gradually. Then, when the current of a recovery current suppressing reactor La becomes zero, commutation from D1 to PD1 is completed. By adding Ra1, the effect of increasing the on-voltage drop of D1 equivalently can be obtained, and even in the case that the on-voltage drop of PD1 is approximate to the on-voltage drop of D1, the voltage for commutation can be secured. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置については、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている（例えば、特許文献１参照）。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという欠点がある。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動するという欠点もある。
【０００３】
そこで、電圧形自励式電力変換器により電力変換を行う方式が採用されることがある（例えば、特許文献２参照）。図１６は、電圧形自励式電力変換器として電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）を用いた従来の電力変換装置の構成図である。図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源ＳＵＰの端子、Ｌｓは交流リアクトル、ＣＮＶはＰＷＭコンバータ（電圧形自励式電力変換器）、Ｃｄは直流平滑コンデンサ，ＩＮＶは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機、ＰＴＣは電力変換器制御回路をそれぞれ示す。
【０００４】
この電力変換器制御回路ＰＴＣは、比較器Ｃ１，Ｃ２、電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ），乗算器ＭＬ，電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）、及びパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣを有している。図中、破線で囲まれた部分はＲ，Ｓ，Ｔの各相用の回路であり、図ではＲ相部分のみを詳しく示しているが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。但し、Ｓ相及びＴ相の各乗算器ＭＬの下側入力端子にはＳｉｎ｛ωｔ＋（２／３）π｝，Ｓｉｎ｛ωｔ−（２／３）π｝が入力される。
【０００５】
ＰＷＭコンバータＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ^＊に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。すなわち、電圧指令値Ｖｄ^＊と電圧検出値Ｖｄとの偏差は制御補償器Ｇｖ（Ｓ）で増幅され、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとされる。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとが乗算され、これがＲ相の電流指令値Ｉｒ^＊とされる。
【０００６】
Ｒ相電流指令値Ｉｒ^＊とＲ相電流検出値Ｉｒとが比較され、その偏差が電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）で反転増幅される。通常、比例増幅が使われ、Ｇｉ（Ｓ）＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。Ｇｉ（Ｓ）の出力である電圧指令値ｅｒ^＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ^＊−Ｉｒ）がＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに入力され、コンバータＣＮＶのＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ｇ１，ｇ２が生成される。
【０００７】
ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣは、電圧指令値ｅｒ^＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）とを比較し、ｅｒ^＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ２はオフ）、ｅｒ^＊＜Ｘのときは、素子Ｓ２をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータＣＮＶのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅｒ^＊に比例した電圧を発生する。
【０００８】
Ｉｒ^＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ^＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ^＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ^＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ^＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相，Ｔ相の電流も同様に制御される。
【０００９】
また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。すなわち、
Ｖｄ^＊＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果。Ｖｄが上昇し、Ｖｄ^＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１０】
逆に、Ｖｄ^＊＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ^＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１１】
ＶＶＶＦインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサＣｄのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄにもどすため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御されるため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力が供給され、回生運転時では回生エネルギーに見合った有効電力が交流電源側に回生されることになる。
【００１２】
このように、ＰＷＭコンバータを用いた従来装置によれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１３】
【特許文献１】
特開平８−２４２５０２号公報（第４頁、図２）
【特許文献２】
特開平７−７９５６７号公報（第１８頁、図１）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、しゃ断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもそのしゃ断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題がある。
【００１５】
このように、従来装置では、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）を用いた場合、ダイオード整流器を用いた場合に比べるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ないという難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題もあった。
【００１６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための手段として、請求項１記載の発明は、正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側電力用ダイオードＰＤ１（ＰＤ３，ＰＤ５）及び負側電力用ダイオードＰＤ２（ＰＤ４，ＰＤ６）がブリッジ接続されて成り、交流電源ＳＵＰに交流リアクトルＬｓを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側自己消弧素子Ｓ１（Ｓ３，Ｓ５）及び負側自己消弧素子Ｓ２（Ｓ４，Ｓ６）がブリッジ接続され、且つこれら正側自己消弧素子Ｓ１（Ｓ３，Ｓ５）及び負側自己消弧素子Ｓ２（Ｓ４，Ｓ６）にそれぞれ正側高速ダイオードＤ１（Ｄ３，Ｄ５）及び負側高速ダイオードＤ２（Ｄ４，Ｄ６）が逆並列接続されて成り、前記電力用ダイオード整流器ＲＥＣの交流端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａを介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器ＣＮＶと、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの正側自己消弧素子Ｓ１（Ｓ３，Ｓ５）及び負側自己消弧素子Ｓ２（Ｓ４，Ｓ６）に対してスイッチング制御信号ｇ１〜ｇ６を出力する電力変換器制御回路ＰＴＣと、前記電力用ダイオード整流器ＲＥＣ及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流共通端子間に接続され、力行時には負荷装置ＬＯＡＤに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置ＬＯＡＤから電力供給を受ける直流平滑コンデンサＣｄと、を備え、更に、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、前記正側自己消弧素子Ｓ１（Ｓ３，Ｓ５）、及び前記負側自己消弧素子Ｓ２（Ｓ４，Ｓ６）のそれぞれのスイッチング動作により発生するリカバリ電流につき、前記正側高速ダイオードＤ１（Ｄ３，Ｄ５）から正側電力用ダイオードＰＤ１（ＰＤ３，ＰＤ５）への転流、及び前記負側高速ダイオードＤ２（Ｄ４，Ｄ６）から負側電力用ダイオードＰＤ２（ＰＤ４，ＰＤ６）への転流を促進するため、正側高速ダイオードＤ１（Ｄ３，Ｄ５）及び負側高速ダイオードＤ２（Ｄ４，Ｄ６）の電位をそれぞれ正側及び負側に上昇させる正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段を有するものである、ことを特徴とする。
【００１８】
上記のように、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと自励式電力変換器ＣＮＶとを組み合わせることによりハイブリッド式電力変換器装置を構成することができる。この装置に適用できる交流の相数は、主として３相又は単相であるが、これらの相数に限定しなければならないわけではなく、その他の相数のものも含まれる。
【００１９】
リカバリー電流抑制リアクトルＬａは、自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。Ｌａは、通常、数１０μＨのインダクタンス値で、通常の交流リアクトルＬｓと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００２０】
自励式電力変換器ＣＮＶを構成する正側自己消弧素子Ｓ１（Ｓ３，Ｓ５）及び負側自己消弧素子Ｓ２（Ｓ４，Ｓ６）に逆並列接続される正側高速ダイオードＤ１（Ｄ３，Ｄ５）及び負側高速ダイオードＤ２（Ｄ４，Ｄ６）の電位は、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段によりそれぞれ正側及び負側に上昇させられる。
【００２１】
例えば、負側自己消弧素子Ｓ２に電流が流れているとき、当該素子Ｓ２をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードＤ１に流れるが、正側高速ダイオード電位上昇手段によって正側高速ダイオードＤ１に逆バイアス電圧が印加されるためＤ１の電流が減少し、正側電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。そして、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードＤ１から正側電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。
【００２２】
また、正側自己消弧素子Ｓ１に電流が流れているとき、当該素子Ｓ１をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードＤ２に流れるが、負側高速ダイオード電位上昇手段下によって負側高速ダイオードＤ２に逆バイアス電圧が印加されるためＤ２の電流が減少し、負側電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。これを転流とよぶ。そして、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードＤ２から負側電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。
【００２３】
この動作は、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのインダクタンス分と正側高速ダイオード電位上昇手段又は負側高速ダイオード電位上昇手段のインピダンス分とで決まる時定数に比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなるので、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００２４】
正側高速ダイオード電位上昇手段を付加することにより、等価的に正側高速ダイオードＤ１のオン電圧降下を増やす効果を得ることができ、正側電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが高速ダイオードＤ１のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００２５】
本発明では、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れるように制御することにより、自励式電力変換器ＣＮＶのしゃ断電流を小さく抑えている。当該自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。
【００２６】
一方、回生運転時は、大部分の電流が自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子に流れる。しかし、回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子のスイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流は小さく抑えることが可能となる。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で低コストのハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００２７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電力変換器制御回路ＰＴＣは、前記交流電源ＳＵＰからの入力電流Ｉｓを制御することにより、前記直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄを制御するものである、ことを特徴とする。
【００２８】
電力変換装置の交流側端子を交流リアクトルＬｓを介して交流電源ＳＵＰに接続し、かつ直流側端子に負荷装置ＬＯＡＤを接続することにより、交流／直流電力変換装置として機能するようになる。負荷装置ＬＯＡＤが電力を消費することにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは低下するが、その分交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｓの有効分を増やすことにより、直流電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ^＊に一致するように制御される。また、負荷装置ＬＯＡＤが、例えば、インバータと交流電動機とで構成されるような場合、電動機に回生ブレーキをかけると、そのエネルギーが一旦直流平滑コンデンサＣｄに蓄積されるため、当該直流電圧Ｖｄは上昇する。このとき、入力電流Ｉｓの位相を反転させることにより有効電力が交流電源ＳＵＰに戻され、やはり、直流電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ^＊に一致するように制御される。これにより、電力回生が可能で、直流電圧安定化が図られ、高力率・高効率な経済的なハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００２９】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記電力変換器制御回路ＰＴＣは、前記交流電源ＳＵＰからの入力電流Ｉｓの制御を、前記交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓに対して交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整し、且つそのときの交流側端子電圧Ｖｃについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御により行うものである、ことを特徴とする。
【００３０】
電力変換器制御回路ＰＴＣは、自励式電力変換器ＣＮＶを固定されたパルスパターンで動作させ、前記交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより入力電流Ｉｓを制御している。自励式電力変換器ＣＮＶは、固定パルスパターンで、交流電源電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、変換器の交流側端子電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、交流リアクトルＬｓに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｓ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。
【００３１】
電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｓの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又は、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｓと自励式変換器ＣＮＶの交流側端子電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又は、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉｓと交流リアクトルＬｓの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。
【００３２】
自励式変換器ＣＮＶを固定パルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストのハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３３】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記固定パルス位相制御に用いるパルスパターンの固定パルス数が、１パルス、３パルス、５パルスのいずれかである、ことを特徴とする。
【００３４】
固定パルス数を多くするほど高調波の低減には有効であり、通常は、３パルス、５パルス等の奇数で設定される。
【００３５】
請求項５記載の発明は、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、前記正側高速ダイオードＤ１（Ｄ３，Ｄ５）及び負側高速ダイオードＤ２（Ｄ４，Ｄ６）にそれぞれ直列接続される正側直列抵抗Ｒａ１（Ｒａ３，Ｒａ５）及び負側直列抵抗Ｒａ２（Ｒａ４，Ｒａ６）である、ことを特徴とする。
【００３６】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、高速ダイオードに直列接続される抵抗を用いることができる。そして、負側自己消弧素子Ｓ２に電流が流れているとき、当該素子Ｓ２をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードＤ１に流れるが、正側直列抵抗Ｒａ１の電圧降下により正側高速ダイオードＤ１に逆バイアス電圧が印加され、Ｄ１の電流が減少し、正側電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードＤ１から正側電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。
【００３７】
また、正側自己消弧素子Ｓ１に電流が流れているとき、当該素子Ｓ１をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードＤ２に流れるが、負側直列抵抗Ｒａ２の電圧降下により負側高速ダイオードＤ２に逆バイアス電圧が印加され、Ｄ２の電流が減少し、負側電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードＤ２から負側電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。
【００３８】
この動作は、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａに比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００３９】
正側直列抵抗Ｒａ１は等価的に正側高速ダイオードＤ１のオン電圧降下を増やす効果があり、正側電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが正側高速ダイオードＤ１のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４０】
請求項６記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流電圧源Ｅｏ１及び負側補助直流電圧源Ｅｏ２である、ことを特徴とする。
【００４１】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流電圧源を用いることができる。そして、負側自己消弧素子Ｓ２に電流が流れているとき、当該素子Ｓ２をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードＤ１に流れるが、正側補助直流電圧源Ｅｏ１により正側高速ダイオードＤ１に逆バイアス電圧が印加され、Ｄ１の電流が減少し、正側電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードＤ１から正側電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。また、正側自己消弧素子Ｓ１に電流が流れているとき、当該素子Ｓ１をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードＤ２に流れるが、負側補助直流電圧源Ｅｏ２により負側高速ダイオードＤ２に逆バイアス電圧が印加され、Ｄ２の電流が減少し、負側電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードＤ２から負側電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。
【００４２】
この動作は、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩとした場合、前記転流の時間は、Δｔ＝Ｌａ×（Ｉ／Ｅｏ）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００４３】
補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤ１，Ｄ２から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが高速ダイオードＤ１のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４４】
請求項７記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２である、ことを特徴とし、また、請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２にそれぞれ放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を接続した、ことを特徴とする。
【００４５】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流平滑コンデンサを用いることができる。そして、負側自己消弧素子Ｓ２に電流が流れているとき、当該素子Ｓ２をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードＤ１に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１により正側高速ダイオードＤ１に逆バイアス電圧が印加され、Ｄ１の電流が減少し、正側電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードＤ１から正側電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉ^２が、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１に、（１／２）Ｃｏ１×Ｖ^２のエネルギーとして蓄えられる。放電抵抗Ｒｏ１は、コンデンサＣｏ１のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００４６】
また、負側自己消弧素子Ｓ１に電流が流れているとき、当該素子Ｓ１をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードＤ２に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２により負側高速ダイオードＤ２の電流が減少し、負側電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードＤ２から負側電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉ^２が、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に、（１／２）Ｃｏ２×Ｖ^２のエネルギーとして蓄えられる。放電抵抗Ｒｏ２は、コンデンサＣｏ２のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００４７】
この動作は、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩ、補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に印加される電圧をＥｃｏとした場合、転流の時間は、Δｔ＝Ｌａ×（Ｉ／Ｅｃｏ）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００４８】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に印加される電圧Ｅｃｏ１，Ｅｃｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤ１，Ｄ２から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２のオン電圧降下Ｖｆａが高速ダイオードＤ１，Ｄ２のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４９】
請求項９記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に蓄積された電力を前記直流平滑コンデンサＣｄに回生する正側電力回生回路ＣＨ１及び負側電力回生回路ＣＨ２を設けた、ことを特徴とする。
【００５０】
補助直流平滑コンデンサに一定以上のエネルギーが蓄積されたときは、これを放出させる必要がある。請求項８記載の発明では、このエネルギーを放出する手段として放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を用いていたが、請求項９記載の発明では、放出するエネルギーを平滑コンデンサＣｄに回生して有効利用するようにしている。
【００５１】
そして、負側自己消弧素子Ｓ２に電流が流れているとき、当該素子Ｓ２をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードＤ１に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１により正側高速ダイオードＤ１に逆バイアス電圧が印加され、Ｄ１の電流が減少し、正側電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードＤ１から正側電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉ^２が、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１に、（１／２）Ｃｏ１×Ｖ^２のエネルギーとして蓄えられる。
【００５２】
正側回生回路ＣＨ１は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサＣｏ１に蓄えられたエネルギーを、直流平滑コンデンサＣｄに回生し、当該コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｅｃｏ１をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５３】
また、正側自己消弧素子Ｓ１に電流が流れているとき、当該素子Ｓ１をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードＤ２に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２により負側高速ダイオードＤ２の電流が減少し、負側電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードＤ２から負側電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉ^２が、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に、（１／２）Ｃｏ２×Ｖ^２のエネルギーとして蓄えられる。
【００５４】
同様に、負側回生回路ＣＨ２は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサＣｏ２に蓄えられたエネルギーを、直流平滑コンデンサＣｄに回生し、当該コンデンサＣｏ２に印加される電圧Ｅｃｏ２をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５５】
この動作は、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩ、補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に印加される電圧をＥｃｏとした場合、前記転流の時間は、Δｔ＝Ｌａ×（Ｉ／Ｅｃｏ）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００５６】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に印加される電圧Ｅｃｏ１，Ｅｃｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤ１，Ｄ２から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２のオン電圧降下Ｖｆａが高速ダイオードＤ１，Ｄ２のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００５７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図に基づき説明する。但し、図１６と同様の構成要素には同一符号を付し、重複した説明は適宜省略することがある。図１は、第１の実施形態の要部構成を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側直列抵抗Ｒａ１及び負側直列抵抗Ｒａ２を用いた場合の構成を示している。なお、この図１では、交流電源ＳＵＰ、負荷装置ＬＯＡＤ、電力変換器制御回路ＰＴＣ等の図示を省略しており、また、電力用ダイオード整流器ＲＥＣ及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを構成する電力用ダイオード及び自己消弧素子等については一対の正側及び負側の素子のみを図示して図面を簡略化している。このように図面を簡略化している理由には、図１の構成が、単相交流のにのみ適用するわけではなく、単相及び３相の双方、更にはそれ以外の多相交流に対しても適用可能であることが含まれている。
【００５８】
図１に示したハイブリッド式電力変換装置は、直流平滑コンデンサＣｄと、当該直流平滑コンデンサＣｄの正側端子Ｐ及び負側端子Ｎとの間に接続された正側及び負側の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路と、カソード端子が直流平滑コンデンサＣｄの正側端子Ｐに接続され、アノード端子が交流端子Ｕに接続された正側電力用ダイオードＰＤ１と、カソード端子が交流端子Ｕに接続され、アノード端子が直流平滑コンデンサＣｄの負側端子Ｎに接続された負側電力用ダイオードＰＤ２と、正側自己消弧素子Ｓ１に逆並列接続された正側高速ダイオードＤ１及び正側直列抵抗Ｒａ１の直列回路と、負側自己消弧素子Ｓ２に逆並列接続された負側高速ダイオードＤ２及び正側直列抵抗Ｒａ２の直列回路と、交流側端子Ｕと正側自己消弧素子Ｓ１及び負側自己消弧素子Ｓ２の接続点Ｘとの間に接続されたリカバリ電流抑制リアクトルＬａと、を具備している。
【００５９】
そして、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２が電力用ダイオード整流器ＲＥＣを構成し、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２、高速ダイオードＤ１，Ｄ２、直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２が電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを構成している。
【００６０】
なお、出願人は、上記の直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２が付加されていない構成を特願２００１−２７９９８１号により先行技術として既に提案している。この先行技術の構成では、電力用ダイオードと高速ダイオードとの間で順方向電圧降下分にあまり差がない場合には、自己消弧素子がオフしたときにリカバリ電流抑制リアクトルに流れる電流を速やかに減衰させることができなかった。図１の構成は、このような先行技術の欠点を是正しようとするものである。
【００６１】
リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２がオンしたとき、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。例えば、電流Ｉｓが電力用ダイオードＰＤ１を介して流れていたとき、自己消弧素子Ｓ２がオンすると、電流ＩｓはリアクトルＬａ→Ｓ２に移っていく。このとき、電力用ダイオードＰＤ１は内部キャリアが消滅するまで時間がかかり、すぐにオフすることはできず、その間、Ｐ→ＰＤ１→Ｌａ→Ｓ２→Ｎの経路でリカバリ電流が流れる。リアクトルＬａは当該リカバリ電流を抑える役目をする。当該リアクトルＬａが無い場合には、過大なリカバリ電流がＰＤ１及び自己消弧素子Ｓ２に流れて、ときには当該素子ＰＤ１やＳ２を壊すこともある。電流Ｉｓの方向が反転して電力用ダイオードＰＤ２を介して流れているときに、自己消弧素子Ｓ１がオンした場合にも、同様に、リアクトルＬａによりＰＤ２のリカバリ電流を抑えることができる。リアクトルＬａの値は、電力用ダイオードの特性にもよるが、数１０μＨ程度が適当と考えられる。
【００６２】
次に、高速ダイオードＤ１，Ｄ２と、それに直列接続された抵抗Ｒａ１，Ｒａ２の役割を説明する。電流Ｉｓが図１の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓ２をオンすると、当該電流Ｉｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓ２→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓ２をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａは、抵抗Ｒａ１と高速ダイオードＤ１を介して流れることになる。
【００６３】
ＰＤ１の順方向電圧降下をＶｆａ、Ｄ１の順方向電圧降下をＶｆｂとした場合、抵抗Ｒａ１による電圧降下はＩａ×Ｒａ１となるので、リアクトルＬａには、ＶＬａ＝Ｖｆｂ＋Ｉａ×Ｒａ１−Ｖｆａの逆電圧が印加される。Ｖｆａ＝Ｖｆｂとした場合、リアクトルＬａの電流Ｉａは、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１で減少していく。
【００６４】
例えば、Ｌａ＝２０μＨ，Ｒａ１＝０．１Ωとした場合、電流Ｉａは、時定数Ｔ＝２００μｓｅｃで減衰する。リアクトルＬａの電流Ｉａが減少した分だけ電力用ダイオードＰＤ１の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子Ｓ２がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。
【００６５】
時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１を長くすると、リアクトルＬａの電流Ｉａは次にＳ２がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流ＩｓをＰＤ１とＤ１で分担することになる。次に、自己消弧素子Ｓ２がオンしたときに、高速ダイオードＤ１にも電流が流れていると、当該高速ダイオードＤ１にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードＰＤ１に比べると、高速ダイオードＤ１の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【００６６】
抵抗Ｒａ１を大きくすると、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１は短くなり、高速ダイオードＤ１に流れる電流の時間も短くなる。すると、Ｓ２がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れ、高速ダイオードＤ１に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードＤ１の電流容量を小さくすることができ、しかも、Ｓ２がオンするときには、Ｄ１の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【００６７】
しかし、自己消弧素子Ｓ２がオフしたとき、抵抗Ｒａ１には、Ｉａ×Ｒａ１の電圧が発生し、その電圧が直流電圧Ｖｄに加えて素子Ｓ２に印加される。例えば、Ｖｄ＝１５００Ｖ，Ｉａ＝１０００Ａ，Ｒａ１＝１Ωとした場合、素子Ｓ２のオフ時に印加される電圧は、１５００Ｖ＋１０００Ｖ＝２５００Ｖとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Ｓ２の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１と、電圧降下Ｉａ×Ｒａ１を考慮しながら、最適な抵抗Ｒａ１を選択することが肝心となる。
【００６８】
入力電流Ｉｓが、図１と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓ１及び高速ダイオードＤ２と抵抗Ｒａ２を含めて同様の動作をする。
【００６９】
図２は、第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相変圧器、ＬＯＡＤは負荷装置（図１６のインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍに相当）を示している。なお、通常、電力変換装置と交流電源ＳＵＰとの間には交流リアクトルＬｓが設置されるが、図２の構成では変圧器ＴＲの漏れインダクタンスで交流リアクトルＬｓを兼ねるようにしているので図示をしていない。
【００７０】
リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。通常Ｌａは数１０μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルＬｓと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００７１】
電力変換器制御回路ＰＴＣは、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを有している。
【００７２】
この電力変換器制御回路ＰＴＣでは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１において電圧指令値Ｖｄ^＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置ＬＯＡＤが消費する直流電流ＩＬＯＡＤを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ^＊が交流電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。
【００７３】
比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ^＊と有効電流検出値Ｉｑとを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを生成し、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、前記位相角指令値φ＊及び位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６に対するゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。
【００７４】
図１及び図２に示したハイブリッド式電力変換装置は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御する。図３は、このときの制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図である。
【００７５】
図３において、Ｖ_ｓは電源電圧、Ｖ_ｃはハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧、Ｉ_ｓは入力電流、ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓは交流リアクトルＬ_ｓによる電圧降下分（ただし、交流リアクトルＬ_ｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖ_ｓ＝Ｖ_ｃ＋ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓの関係がある。
【００７６】
電源電圧Ｖ_ｓの波高値とハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖ_ｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖ_ｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖ_ｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器ＴＲを設置し、その２次電圧をＶ_ｓとして、波高値を合わせる。
【００７７】
入力電流Ｉ_ｓは、電源電圧Ｖ_ｓに対するハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖ_ｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬ_ｓに印加される電圧ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓはゼロとなり、入力電流Ｉ_ｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓの電圧が増加し、入力電流Ｉ_ｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩ_ｓは、電圧ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖ_ｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。
【００７８】
一方、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧をＶ_ｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬ_ｓに印加される電圧ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓも負となり、入力電流はＩ_ｓ’のように、電源電圧Ｖ_ｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐ_ｓ＝Ｖ_ｓ・Ｉ_ｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖ_ｓを基準にして、交流側端子電圧Ｖ_ｃを図の破線に沿ってＶ_ｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩ_ｓは破線に沿ってＩ_ｓ’の方向に変化する。
【００７９】
そして、図２において、有効電流Ｉ_ｑは次のように制御される。すなわち、Ｉ_ｑ ^＊＞Ｉ_ｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇ_ｉ（Ｓ）の出力φ^＊が増加し、入力電流Ｉ_ｓを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉ_ｑが増加し、やがてＩ_ｑ ^＊＝Ｉ_ｑとなって落ち着く。逆に、Ｉ_ｑ ^＊＜Ｉ_ｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇ_ｉ（Ｓ）の出力φ^＊が減少し又は負の値になり、入力電流Ｉ_ｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉ_ｑが減少し、やはりＩ_ｑ ^＊＝Ｉ_ｑとなって落ち着く。
【００８０】
また、直流平滑コンデンサＣ_ｄに印加される電圧Ｖ_ｄは次のように制御される。すなわち、Ｖ_ｄ ^＊＞Ｖ_ｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力が増加し、上記のようにＩ_ｑ ^＊＝Ｉ_ｑに制御されるので、有効電力が交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣ_ｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖ_ｄが増加し、Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄとなるように制御される。逆に、Ｖ_ｄ ^＊＜Ｖ_ｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力が減少し又は負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣ_ｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖ_ｄが減少し、やはりＶ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄとなるように制御される。
【００８１】
図２の装置では、負荷がとる直流電流Ｉ_Ｌｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量Ｉ_ｑＦＦ ^＊＝ｋ１・Ｉ_Ｌｏａｄを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉ_ｑが供給され、直流平滑コンデンサＣ_ｄの印加電圧Ｖ_ｄの変動を抑えている。
【００８２】
図４は、図２における位相制御回路ＰＨＣの構成図である。図中、ＡＤ１〜ＡＤ３は加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤ１〜ＡＤ３は、位相信号θ_ｒ，θ_ｓ，θ_ｔから前記位相角指令値φ＊を引き算し、新たな位相信号θ_ｃｒ，θ_ｃｓ，θ_ｃｔを^作る。当該新たな位相信号θ_ｃｒ，θ_ｃｓ，θ_ｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。
【００８３】
パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、新たな位相信号θ_ｃｒ，θ_ｃｓ，θ_ｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。そして、このパルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θ_ｃｒに対するＲ相素子Ｓ１，Ｓ２のパルスパターンをテーブル関数として記憶している。
【００８４】
図５は、このパルスパターン及びこれに基づく１パルス動作時の各信号波形を示す波形図である。図中、Ｖ_ｒはＲ相電源電圧、θ_ｒは電源電圧Ｖ_ｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θ_ｃｒ＝θ_ｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θ_ｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θ_ｃｒに対し、次のようなゲート信号ｇ１（又はｇ２）を出力する。
【００８５】
０≦θ_ｃｒ＜π の範囲で、ｇ１＝１，ｇ２＝０（Ｓ１：オン，Ｓ２：オフ）
π≦θ_ｃｒ＜２π の範囲で、ｇ１＝０，ｇ２＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ２：オン）
ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖ_ｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ２：オフ）のとき、Ｖ_ｃｒ＝＋Ｖ_ｄ／２
Ｓ１：オフ（Ｓ２：オン）のとき、Ｖ_ｃｒ＝−Ｖ_ｄ／２
となる。直流電圧Ｖ_ｄが一定ならば、交流側端子電圧Ｖ_ｃｒの振幅値は一定となる。Ｖ_ｃｒの基本波Ｖ_ｃｒ ^＊の位相は、電源電圧Ｖ_ｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【００８６】
図６は、図５のパルスパターンに基づきハイブリッド式電力変換装置を動作させた場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図である。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉ_ｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【００８７】
図６は力行運転時の動作波形を示すもので、変換装置の交流側端子電圧Ｖ_ｃｒの基本波は電源電圧Ｖ_ｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉ_ｒは電源電圧Ｖ_ｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ２はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ２の電流を、ＩＤ１，ＩＤ２は高速ダイオードＤ１とＤ２の電流を、また、ＩＰＤ１，ＩＰＤ２は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２の電流波形をそれぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図２を用いて説明する。
【００８８】
入力電流Ｉ_ｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ２を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉ_ｒの向きが変ると素子Ｓ２がオン状態にあるので、入力電流Ｉ_ｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓ２を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ２をオフすると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉ_ｒはまず、抵抗Ｒａ１及び高速ダイオードＤ１を介して流れる。前述のように、抵抗Ｒａ１により、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れている電流は徐々に小さくなり、入力電流Ｉ_ｒは、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間は、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１により決まる。
【００８９】
入力電流Ｉ_ｒが再び反転するまで、その電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉ_ｒが反転した後は、自己消弧素子Ｓ１と電力用ダイオードＰＤ２と高速ダイオードＤ２及び直列抵抗Ｒａ２の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００９０】
以上のように、力行運転時の入力電流Ｉ_ｒの大部分は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供できる。このとき、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉ_ｍａｘは、入力電流の波高値をＩ_ｓｍとした場合、Ｉ_ｍａｘ＝Ｉ_ｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉ_ｍａｘ＝０．１７４×Ｉ_ｓｍとなる。すなわち、自己消弧素子のしゃ断電流が小さいものを用いればよく、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【００９１】
図７は、回生運転時の動作波形を示すもので、ＩＳ１，ＩＳ２はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ２の電流を、ＩＤ１，ＩＤ２は高速ダイオードＤ１とＤ２の電流を、また、ＩＰＤ１，ＩＰＤ２は電力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。変換装置の交流側端子電圧Ｖ_ｃｒの基本波は電源電圧Ｖ_ｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉ_ｒは電源電圧の反転値−Ｖ_ｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。
【００９２】
入力電流Ｉ_ｒが負で、素子Ｓ１がオン（Ｓ２はオフ）のときは、入力電流Ｉ_ｒは素子Ｓ１とリカバリ電流抑制リアクトルＬａを介して流れる。素子Ｓ１をオフ（Ｓ２をオン）すると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの作用により、電流Ｉ_ｒはまず、抵抗Ｒａ２と高速ダイオードＤ２の直列回路を介して流れる。直列抵抗Ｒａ２により、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉ_ｒは、高速ダイオードＤ２から電力用ダイオードＰＤ２に移っていく。入力電流Ｉ_ｒが反転すると、素子Ｓ２に電流が流れ、上記と同様に素子Ｓ２をオフすることにより、まず抵抗Ｒａ１と高速ダイオードＤ１の直列回路に電流が流れ、当該抵抗Ｒａ１の作用により、やがて電力ダイオードＰＤ１に電流が移る。
【００９３】
回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉ_ｍａｘは、入力電流の波高値をＩ_ｓｍとした場合、Ｉ_ｍａｘ＝Ｉ_ｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉ_ｍａｘ＝０．１７４×Ｉ_ｓｍとなる。
【００９４】
以上のように、回生運転時の入力電流Ｉ_ｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【００９５】
電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、一般に力行運転時の負荷が重く、回生電力は小さくなる。例えば、力行運転時の過負荷耐量として定格出力の３００％が要求されるが、回生電力は１００％定格を持てばよい。本電力変換装置は、このような力行運転時の過負荷耐量として大きなものに適している。
【００９６】
図８は、パルスパターン発生器ＰＴＮ１が３パルス出力を行った場合のパルスパターン及びこれに基づく３パルス動作時の各信号波形を示す波形図である。図中、Ｖ_ｒはＲ相電源電圧、θ_ｒは電源電圧Ｖ_ｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θ_ｃｒ＝θ_ｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θ_ｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θ_ｃｒに対するＲ相素子Ｓ１，Ｓ２のパルスパターンは次のようになる。
【００９７】
０≦θ_ｃｒ＜θ_１の範囲で、ｇ１＝０，ｇ２＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ２：オン）
θ_１≦θ_ｃｒ＜θ_２の範囲で、ｇ１＝１，ｇ２＝０（Ｓ１：オン，Ｓ２：オフ）
θ_２≦θ_ｃｒ＜π の範囲で、ｇ１＝０，ｇ２＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ２：オン）
π≦θ_ｃｒ＜θ_３の範囲で、ｇ１＝１，ｇ２＝０（Ｓ１：オン，Ｓ２：オフ）
θ_３≦θ_ｃｒ＜θ_４の範囲で、ｇ１＝０，ｇ２＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ２：オン）
θ_４≦θ_ｃｒ＜２π の範囲で、ｇ１＝１，ｇ２＝０（Ｓ１：オン，Ｓ２：オフ）
このとき、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖ_ｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ２：オフ）のとき、Ｖ_ｃｒ＝＋Ｖ_ｄ／２
Ｓ１：オフ（Ｓ２：オン）のとき、Ｖ_ｃｒ＝−Ｖ_ｄ／２
となる。変換装置の交流側端子電圧Ｖ_ｃｒの基本波Ｖ_ｃｒ ^＊の位相は、電源電圧Ｖ_ｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖ_ｄを一定とした場合、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧の基本波波高値は一定となる。
【００９８】
図９は、図８のパルスパターンに基づきハイブリッド式電力変換装置を動作させた場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図である。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉ_ｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【００９９】
図９は力行運転時の動作波形を示すもので、変換装置の交流側端子電圧Ｖ_ｃｒの基本波は電源電圧Ｖ_ｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉ_ｓは電源電圧Ｖ_ｓに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ２はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ２の電流を、ＩＤ１，ＩＤ２は高速ダイオードＤ１とＤ２の電流を、また、ＩＰＤ１，ＩＰＤ２は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２の電流波形をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【０１００】
入力電流Ｉ_ｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ２を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉ_ｒの向きが変ると素子Ｓ２がオン状態にあるので、入力電流Ｉ_ｒはリカバリ電流抑制リアクトルＬａと素子Ｓ２を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ２をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの作用により、電流Ｉ_ｒはまず、抵抗Ｒａ１と高速ダイオードＤ１の直列回路を介して流れる。当該直列抵抗Ｒａ１の作用により、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉ_ｒは、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間は、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１により決まる。
【０１０１】
次に、素子Ｓ２を再びオンすると、入力電流Ｉ_ｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓ２を介して流れ、電力用ダイオードＰＤ１及び高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ_１で、素子Ｓ２をオフすると、上記と同じように、まず高速ダイオードＤ１に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていき、入力電流Ｉ_ｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉ_ｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ２及び電力用ダイオードＰＤ２の間で、上記と同様の動作が行われる。
【０１０２】
図９のパルスパターンは３パルスの場合を示したが、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉ_ｍａｘは、入力電流の波高値をＩ_ｓｍとした場合、
Ｉ_ｍａｘ＝Ｉ_ｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋θ_１）
となる。例えば、φ＝２０°，θ_１＝１０°とした場合、
Ｉ_ｍａｘ＝０．３４２×Ｉ_ｓｍ
となる。
【０１０３】
このように、本発明の第１の実施形態に係る装置によれば、力行運転時には大部分の電流が、オン電圧の小さい電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６を通って流れ、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流はわずかとなり、高効率の変換装置を達成できる。また、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流を小さくでき、装置全体のコストを大幅に低減できる。
【０１０４】
図１０は、第２の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流電圧源Ｅｏ１及び負側補助直流電圧源Ｅｏ２を用いた場合の構成を示している。この正側補助直流電圧源Ｅｏ１及び負側補助直流電圧源Ｅｏ２としては、例えば、バッテリーのような、充放電可能な２次電池などが用いられる。なお、図１０は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２を用いた以外は図１の構成と同じであるため、図１において既述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１０５】
次に、高速ダイオードＤ１，Ｄ２と、それに直列接続された補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２の役割を説明する。電流Ｉ_ｓが図１０の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓ２をオンすると、当該電流Ｉ_ｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓ２→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓ２をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉ_ａは、高速ダイオードＤ１と補助直流電圧源Ｅｏ１を介して流れることになる。ＰＤ１の順方向電圧降下をＶｆａ、Ｄ１の順方向電圧降下をＶｆｂとした場合、リアクトルＬａには、ＶＬａ＝Ｅｏ１＋Ｖｆｂ−Ｖｆａの逆電圧が印加される。
【０１０６】
Ｖｆａ＝Ｖｆｂとした場合、リアクトルＬａの電流は、Ｉ_ａｏ−（Ｅｏ１／Ｌａ）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉ_ａｏ＝１０００Ａ，Ｌａ＝２０μＨ，Ｅｏ１＝２００Ｖとした場合、時間Δｔ＝０．１ｍｓｅｃで電流Ｉ_ａはゼロになる。リアクトルＬａの電流Ｉ_ａの減少に伴い、電力用ダイオードＰＤ１の電流（Ｉ_ｓ−Ｉ_ａ）が増加し、次に自己消弧素子Ｓ２がオンするまでには、入力電流Ｉ_ｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。補助直流電圧源Ｅｏ１の電圧を低くすると、上記転流時間Δｔが長くなり、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは次にＳ２がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流Ｉ_ｓをＰＤ１とＤ１で分担することになる。次に、自己消弧素子Ｓ２がオンしたときに、高速ダイオードＤ１にも電流が流れていると、当該高速ダイオードＤ１にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードＰＤ１に比べると、高速ダイオードＤ１の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１０７】
補助直流電圧源Ｅｏ１の電圧を高くすると、前記転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードＤ１に流れる電流の時間も短くなる。すると、Ｓ２がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れ、高速ダイオードＤ１に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードＤ１の電流容量を小さくすることができ、しかも、次にＳ２がオンするときには、Ｄ１の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。しかし、自己消弧素子Ｓ２がオフしたとき、補助直流電圧源Ｅｏ１の電圧が直流電圧Ｖ_ｄに加えて素子Ｓ２に印加される。例えば、Ｖ_ｄ＝１５００Ｖ，Ｅｏ１＝１０００Ｖとした場合、素子Ｓ２のオフ時に印加される電圧は、１５００Ｖ＋１０００Ｖ＝２５００Ｖとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Ｓ２の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流電圧源Ｅｏ１の電圧を選択することが肝心となる。
【０１０８】
入力電流Ｉ_ｓが、図１０と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓ１及び高速ダイオードＤ２と補助直流電圧源Ｅｏ２を含めて同様な動作をする。
【０１０９】
図１１は、第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、高速ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５のカソード端子は、補助直流電圧源Ｅｏ１の正側端子に接続されており、下側アームの自己消弧素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを補助直流電圧源Ｅｏ１を介して流すことにより、当該電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉ_ｒ，Ｉ_ｓ，Ｉ_ｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ３，ＰＤ５を介して流すようにしている。
【０１１０】
同様に、高速ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６のアノード端子は、補助直流電圧源Ｅｏ２の負側端子に接続されており、上側アームの自己消弧素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを補助直流電圧源Ｅｏ２を介して流すことにより、当該電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉ_ｒ，Ｉ_ｓ，Ｉ_ｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ２，ＰＤ４，ＰＤ６を介して流すようにしている。
【０１１１】
この図１１の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２を用いた以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１１２】
図１２は、第３の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２を用い、更に、これらコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を接続した場合の構成を示している。図１２は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を並列接続した以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１１３】
次に、高速ダイオードＤ１，Ｄ２と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２及び、当該補助コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２にそれぞれ並列接続された放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２の役割を説明する。電流Ｉｓが図１２の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓ２をオンすると、当該電流Ｉｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓ２→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓ２をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉ_ａは、高速ダイオードＤ１と補助直流平滑コンデンサＣｏ１を介して流れることになる。当該コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１は、Ｌａの蓄積エネルギーがＣｏ１に移ると考えて、
（１／２）Ｌａ×Ｉ_ａ ^２＝（１／２）Ｃｏ１×Ｖｏ１^２
の関係が成り立ち、Ｖｏ１＝Ｉ_ａ×√（Ｌａ／Ｃｏ１）となる。例えば、Ｉ_ａ＝１０００Ａ，Ｌａ＝２０μＨ，Ｃｏ１＝２０００μＦとした場合、Ｖｏ１＝１００Ｖとなる。この電圧Ｖｏ１は、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２の耐圧に影響を与えるので、当該電圧Ｖｏ１があまり高くならないようにコンデンサＣｏ１の容量を決める。
【０１１４】
ここで、ＬａとＣｏ１により共振回路が形成されていると考えると、リアクトルＬａのエネルギーがコンデンサＣｏ１に移る時間Δｔ１は、共振周波数ｆ_ｒ＝１／｛２π√（Ｌａ×Ｃｏ１）｝に対し、
Δｔ１＝１／（４・ｆ_ｒ）＝（π／２）√（Ｌａ×Ｃｏ１）＝３１４μｓｅｃ
となる。すなわち、素子Ｓ２がオフしてからΔｔ１後にリアクトルＬａの電流Ｉ_ａはゼロになる。
【０１１５】
リアクトルＬａの電流Ｉ_ａの減少に伴い、電力用ダイオードＰＤ１の電流（Ｉ_ｓ−Ｉ_ａ）が増加し、次に自己消弧素子Ｓ２がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。従って、高速ダイオードＤ１に流れる電流ＩＤ１（平均値）は小さく、電流容量の小さなもので済む。また、自己消弧素子Ｓ２が次にオンするまでに、当該高速ダイオードＤ１の電流ＩＤ１は十分小さくなっており、素子Ｓ２がオンしたときに、高速ダイオードＤ１にはリカバリ電流がほとんど流れない利点がある。
【０１１６】
コンデンサＣｏ１に蓄えられた電圧Ｖｏ１は、放電抵抗Ｒｏ１により放電し、次のスイッチングに備える。その放電時定数は、Ｔｏ＝Ｒｏ１×Ｃｏ１となり、例えば、Ｃｏ１＝２０００μＦ，Ｒｏ１＝１Ωとすると、Ｔｏ＝２ｍｓｅｃとなる。
【０１１７】
以上のように、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下Ｖｆａと高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下Ｖｆｂがあまり差が無い場合でも、素子Ｓ２がオフしたとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流を速やかに減衰させ、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流を実現することができる。
【０１１８】
入力電流Ｉ_ｓが、図１２と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓ１及び高速ダイオードＤ２と補助直流平滑コンデンサＣｏ２を含めて同様な動作をする。
【０１１９】
図１３は、第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、高速ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５のカソード端子は、補助直流平滑コンデンサＣｏ１の正側端子に接続されており、下側アームの自己消弧素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを補助直流平滑コンデンサＣｏ１を介して流すことにより、当該電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉ_ｒ，Ｉ_ｓ，Ｉ_ｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ３，ＰＤ５を介して流すようにしている。
【０１２０】
同様に、高速ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６のアノード端子は、補助直流平滑コンデンサＣｏ２の負側端子に接続されており、上側アームの自己消弧素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを補助直流平滑コンデンサＣｏ２を介して流すことにより、当該電流Ｉ_ａｒ，Ｉ_ａｓ，Ｉ_ａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉ_ｒ，Ｉ_ｓ，Ｉ_ｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ２，ＰＤ４，ＰＤ６を介して流すようにしている。
【０１２１】
この図１３の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を並列接続した以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１２２】
図１４は、第４の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び補助直流平滑コンデンサＣｏ２を用い、更に、これらコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に蓄積された電力を直流平滑コンデンサＣｄに回生する正側回生回路ＣＨ１及び負側回生回路ＣＨ２を設けた場合の構成を示している。図１４は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２を用い、これらに蓄積された電力をＣＨ１，ＣＨ２によりＣｄに回生するようにしたこと以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１２３】
図１４において、昇圧チョッパ回路ＣＨ１は、自己消弧素子Ｑ１，環流ダイオードＤｃｈ１及び直流リアクトルＬｏ１で構成され、補助直流平滑コンデンサＣｏ１に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサＣｄに回生するようになっている。同様に、昇圧チョッパ回路ＣＨ２は、自己消弧素子Ｑ２，環流ダイオードＤｃｈ２及び直流リアクトルＬｏ２で構成され、補助直流平滑コンデンサＣｏ２に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサＣｄに回生するようになっている。
【０１２４】
次に、高速ダイオードＤ１，Ｄ２と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２及び、当該補助コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサＣｄに回生する昇圧チョッパＣＨ１，ＣＨ２の動作を説明する。
【０１２５】
電流Ｉ_ｓが図１４の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓ２をオンすると、当該電流Ｉ_ｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓ２→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓ２をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉ_ａは、高速ダイオードＤ１と補助直流平滑コンデンサＣｏ１を介して流れることになる。当該直流平滑コンデンサＣｏ１の容量を十分大きな値にした場合、自己消弧素子Ｓ２のスイッチングの度に、リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉ_ａ ^２が、当該補助直流平滑コンデンサＣｏ１に移り、徐々に当該補助コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１が増加する。
【０１２６】
昇圧チョッパ回路ＣＨ１は、補助直流平滑コンデンサＣｏ１の印加電圧Ｖｏ１がほぼ一定になるように、当該補助直流平滑コンデンサＣｏ１のエネルギーを直流平滑コンデンサＣｄに回生する。すなわち、自己消弧素子Ｑ１をオンすると、Ｃｏ１（＋）→Ｑ１→Ｌｏ１→Ｃｏ１（−）の経路で電流が流れ、直流リアクトルＬｏ１の電流を増加させる。
【０１２７】
次いで、素子Ｑ１をオフすると、直流リアクトルＬｏ１の電流は、Ｌｏ１→Ｃｄ→Ｄｃｈ１の経路で流れるようになり、Ｌｏ１のエネルギーは主直流平滑コンデンサＣｄに回生される。補助コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１が指令値Ｖｏ＊より大きくなった場合は、直流リアクトルＬｏ１の電流を増加させ、回生電力を増やす。逆に、補助コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１が指令値Ｖｏ＊より小さくなった場合は、直流リアクトルＬｏ１の電流を減少させ、回生電力を減らす。このようにして、補助直流平滑コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１をほぼ一定に保つことができる。すなわち、補助直流平滑コンデンサＣｏ１は補助直流電圧源Ｖｏ１と考えることができる。
【０１２８】
また、電流Ｉ_ｓが図１４の矢印の向きに流れているとき、前述したように、自己消弧素子Ｓ２をオンすると、当該電流Ｉ_ｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓ２→Ｎの経路に流れ、この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓ２をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉ_ａは、高速ダイオードＤ１と補助直流平滑コンデンサＣｏ１（補助直流電圧源Ｖｏ１）を介して流れることになる。このとき、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下をＶｆａ、高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下をＶｆｂとした場合、リアクトルＬａには、ＶＬａ＝Ｖｏ１＋Ｖｆｂ−Ｖｆａの逆電圧が印加される。
【０１２９】
Ｖｆａ＝Ｖｆｂとした場合、リアクトルＬａの電流は、Ｉ_ａｏ−（Ｖｏ１／Ｌａ）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉ_ａｏ＝１０００Ａ，Ｌａ＝２０μＨ，Ｖｏ１＝２００Ｖとした場合、時間Δｔ＝０．１ｍｓｅｃで電流Ｉ_ａはゼロになる。
【０１３０】
リアクトルＬａの電流Ｉ_ａの減少に伴い、電力用ダイオードＰＤ１の電流（Ｉ_ｓ−Ｉ_ａ）が増加し、次に自己消弧素子Ｓ２がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。補助直流平滑コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１の電圧を低くすると、上記転流時間Δｔが長くなり、リアクトルＬａの電流Ｉ_ａは次にＳ２がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流ＩｓをＰＤ１とＤ１で分担することになる。次に、自己消弧素子Ｓ２がオンしたときに、高速ダイオードＤ１にも電流が流れていると、当該高速ダイオードＤ１にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードＰＤ１に比べると、高速ダイオードＤ１の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１３１】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１を高くすると、転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードＤ１に流れる電流の時間も短くなる。すると、Ｓ２がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れ、高速ダイオードＤ１に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードＤ１の電流容量を小さくすることができ、しかも、次にＳ２がオンするときには、Ｄ１の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【０１３２】
しかし、自己消弧素子Ｓ２がオフしたとき、補助直流平滑コンデンサＣｏ１の印加電圧Ｖｏ１が主直流電圧Ｖ_ｄに加えて素子Ｓ２に印加される。例えば、Ｖ_ｄ＝１５００Ｖ，Ｖｏ１＝１０００Ｖとした場合、素子Ｓ２のオフ時に印加される電圧は、１５００Ｖ＋１０００Ｖ＝２５００Ｖとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Ｓ２の耐圧を上げなければならなくなる。
【０１３３】
このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流電圧源Ｖｏ１の電圧を選択することが肝心となる。
【０１３４】
入力電流Ｉ_ｓが、図１４と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓ１及び高速ダイオードＤ２と補助直流平滑コンデンサＣｏ２を含めて同様な動作をする。
【０１３５】
以上のように、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下Ｖｆａと高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下Ｖｆｂがあまり差が無い場合でも、素子Ｓ２がオフしたとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流を速やかに減衰させ、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流を実現することができる。
【０１３６】
図１５は、第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、正側昇圧チョッパ回路ＣＨ１は、自己消弧素子Ｑ１，環流ダイオードＤｃｈ１及び直流リアクトルＬｏ１で構成され、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサＣｄに回生するようになっている。同様に、負側昇圧チョッパ回路ＣＨ２は、自己消弧素子Ｑ２，環流ダイオードＤｃｈ２及び直流リアクトルＬｏ２で構成され、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサＣｄに回生するようになっている。
【０１３７】
この図１５の構成も、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２を用い、更に、これらコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に蓄積された電力を直流平滑コンデンサＣｄに回生する正側回生回路ＣＨ１及び負側回生回路ＣＨ２を設けたこと以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１３８】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図２】本発明の第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図３】図１及び図２の構成において行われる固定パルス位相制御の動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図４】図２における位相制御回路ＰＨＣの構成図。
【図５】１パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図６】図５のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図７】図５のパルスパターンにより回生運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図８】３パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図９】図８のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図１０】本発明の第２の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１１】本発明の第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１２】本発明の第３の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１３】本発明の第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１４】本発明の第４の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１５】本発明の第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１６】従来装置の構成図。
【符号の説明】
ＳＵＰ交流電源
ＲＥＣ電力用ダイオード整流器
ＣＮＶ電圧形自励式電力変換器
ＰＴＣ電力変換器制御回路
Ｃｄ直流平滑コンデンサ
ＬＯＡＤ負荷装置
Ｌｓ交流リアクトル
Ｌａリカバリ電流抑制リアクトル
ＰＤ１，ＰＤ３，ＰＤ５正側電力用ダイオード
ＰＤ２，ＰＤ４，ＰＤ６負側電力用ダイオード
Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５正側自己消弧素子
Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６負側自己消弧素子
Ｄ１，Ｄ３，Ｄ５正側高速ダイオード
Ｄ２，Ｄ４，Ｄ６負側高速ダイオード
Ｒａ１，Ｒａ３，Ｒａ５正側直列抵抗（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｒａ２，Ｒａ４，Ｒａ６負側直列抵抗（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｅｏ１正側補助直流電圧源（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｅｏ２負側補助直流電圧源（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｃｏ１正側補助直流平滑コンデンサ（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｃｏ２負側補助直流平滑コンデンサ（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｒｏ１，Ｒｏ２放電抵抗
ＣＨ１正側電力回生回路
ＣＨ２負側電力回生回路
ｇ１〜ｇ６ゲート信号（スイッチング制御信号）
ＩＮＶインバータ
Ｍ交流電動機[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
TECHNICAL FIELD The present invention relates to a power conversion device used in ground equipment such as a substation in an electric railway DC feed system.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art As a power converter used in a ground facility such as a substation in an electric railway DC feed system, a method of converting three-phase AC power into DC power by a power diode rectifier connected in a three-phase bridge is often adopted. (For example, see Patent Document 1). This method has the advantage that the overload capability is excellent and the converter cost can be reduced. However, there is a drawback that when a train applies a regenerative brake, the electric power cannot be regenerated to the AC power supply side, and regenerative revocation often occurs. In addition, there is a drawback that there is load current dependency, and that the DC feeding voltage greatly varies depending on the load.
[0003]
Therefore, a method of performing power conversion by a voltage-type self-excited power converter may be adopted (for example, see Patent Document 2). FIG. 16 is a configuration diagram of a conventional power converter using a PWM converter (pulse width modulation control converter) capable of power regeneration as a voltage-type self-excited power converter. In the figure, R, S, and T are terminals of a three-phase AC power supply SUP, Ls is an AC reactor, CNV is a PWM converter (voltage-type self-excited power converter), Cd is a DC smoothing capacitor, and INV is a three-phase output VVVF ( (Variable voltage variable frequency) inverter, M indicates an AC motor, and PTC indicates a power converter control circuit.
[0004]
The power converter control circuit PTC has comparators C1 and C2, a voltage control compensator Gv (S), a multiplier ML, a current control compensator Gi (S), and a pulse width modulation control circuit PWMC. In the figure, portions surrounded by broken lines are circuits for each of the R, S, and T phases. Only the R phase portion is shown in detail in the figure, but the S phase and the T phase are similarly configured. However, Sin {ωt + (2/3) π} and Sin {ωt− (2/3) π} are input to the lower input terminals of the multipliers ML of the S-phase and the T-phase.
[0005]
The PWM converter CNV is configured such that the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd is equal to the command value Vd.^*The input currents Ir, Is, It are controlled so as to coincide with the following. That is, the voltage command value Vd^*The deviation between the voltage and the voltage detection value Vd is amplified by the control compensator Gv (S), and is used as the amplitude command value Ism of the input current. The multiplier ML multiplies the unit sine wave sinωt synchronized with the R-phase voltage by the amplitude command value Ism of the input current, and this is multiplied by the R-phase current command value Ir.^*It is said.
[0006]
R-phase current command value Ir^*And the R-phase current detection value Ir are compared, and the deviation is inverted and amplified by the current control compensator Gi (S). Usually, proportional amplification is used, and Gi (S) = − Ki. Ki is a proportionality constant. Voltage command value er which is the output of Gi (S)^*= −Ki × (Ir^*−Ir) is input to the PWM control circuit PWMC, and gate signals g1 and g2 of the R-phase self-turn-off devices S1 and S2 of the converter CNV are generated.
[0007]
The PWM control circuit PWMC has a voltage command value er^*And a carrier signal X (for example, a 1 kHz triangular wave), and er^*If> X, the element S1 is turned on (S2 is off), and er^*If <X, the element S2 is turned on (S1 is turned off). As a result, the R-phase voltage Vr of the converter CNV becomes the voltage command value er^*Generates a voltage proportional to
[0008]
Ir^*> Ir, the voltage command value er^*Becomes a negative value and increases Ir. Conversely, Ir^*<In the case of Ir, the voltage command value er^*Becomes a positive value and decreases Ir. Therefore, Ir^*= Ir. S-phase and T-phase currents are similarly controlled.
[0009]
The voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor is controlled as follows. That is,
Vd^*If> Vd, the amplitude command value Ism of the input current increases. The current command value of each phase is in phase with the power supply voltage, and the active power Ps proportional to Ism is supplied from the AC power supply SUP to the DC smoothing capacitor Cd. As a result. Vd rises and Vd^*= Vd.
[0010]
Conversely, Vd^*If <Vd, the amplitude command value Ism of the input current becomes a negative value, and the power Ps is regenerated on the AC power supply side. Therefore, the energy stored in the DC smoothing capacitor Cd decreases, and Vd decreases.^*= Vd.
[0011]
The VVVF inverter INV and the AC motor M are loads that use the DC smoothing capacitor Cd as a voltage source, and consume energy of the capacitor Cd during power running operation, and work in a direction to reduce Vd. Further, during the regenerative operation, the regenerative energy is returned to the smoothing capacitor Cd, so that Vd is increased. As described above, the DC voltage Vd is controlled by the PWM converter CNV so as to be constant, so that the active power is automatically supplied from the AC power supply in the power running operation, and the active power in accordance with the regenerative energy is provided in the regenerative operation. Electric power is regenerated to the AC power supply.
[0012]
As described above, according to the conventional device using the PWM converter, the DC voltage can be stabilized, the power can be regenerated, and the problem of regenerative lapse in the DC feeding system of the electric railway can be solved.
[0013]
[Patent Document 1]
JP-A-8-242502 (page 4, FIG. 2)
[Patent Document 2]
JP-A-7-79567 (page 18, FIG. 1)
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
However, the PWM converter has a disadvantage that switching loss is increased because switching is performed at a high frequency. Further, the switching element needs to have the ability to cut off the maximum value of the AC input current as the breaking current. Therefore, it must be designed to withstand the breaking current even for a short-time overload (for example, 300% of the rated current), and a large power converter is required, resulting in an uneconomical system. There is.
[0015]
As described above, in the conventional device, when a self-excited converter (referred to as a PWM converter) by pulse width modulation control is used as a power converter capable of power regeneration, the cost is higher than when a diode rectifier is used. However, there is a disadvantage that the overload capacity cannot be increased. In addition, there has been a problem that switching loss due to the PWM control is increased and converter efficiency is poor.
[0016]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an economical power conversion device that is excellent in overload capability, capable of regenerating power, has high converter efficiency, and is economical.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
As means for solving the above-mentioned problems, the invention according to claim 1 includes a positive power diode PD1 (PD3, PD5) and a negative power diode PD2 (PD4) forming a positive arm and a negative arm, respectively. PD6), and a power diode rectifier REC having an AC terminal connected to an AC power supply SUP via an AC reactor Ls, and a positive self-extinguishing element S1 forming a positive arm and a negative arm, respectively. (S3, S5) and the negative self-extinguishing element S2 (S4, S6) are bridge-connected, and the positive self-extinguishing element S1 (S3, S5) and the negative self-extinguishing element S2 (S4, S6) are connected. Are connected in anti-parallel with a positive high-speed diode D1 (D3, D5) and a negative high-speed diode D2 (D4, D6), respectively. A voltage-type self-excited power converter CNV having an AC terminal connected to the AC terminal of the C via a recovery current suppressing reactor La, and a positive self-extinguishing element S1 (S3, S5) of the voltage-type self-excited power converter CNV. ) And a power converter control circuit PTC that outputs switching control signals g1 to g6 to the negative-side self-extinguishing element S2 (S4, S6), the power diode rectifier REC and the voltage-type self-excited power converter CNV. A DC smoothing capacitor Cd that is connected between the DC common terminals and supplies power to the load device LOAD during power running and receives power supply from the load device LOAD during regeneration. The switch CNV operates the switching operation of each of the positive self-extinguishing element S1 (S3, S5) and the negative self-extinguishing element S2 (S4, S6). The commutation from the positive high-speed diode D1 (D3, D5) to the positive power diode PD1 (PD3, PD5) and the negative current from the negative high-speed diode D2 (D4, D6) In order to promote commutation to the power diodes PD2 (PD4, PD6), the potentials of the positive high-speed diodes D1 (D3, D5) and the negative high-speed diodes D2 (D4, D6) are increased to the positive and negative sides, respectively. A positive-side high-speed diode potential increasing means and a negative-side high-speed diode potential increasing means.
[0018]
As described above, a hybrid power converter device can be configured by combining the power diode rectifier REC and the self-excited power converter CNV. The number of AC phases applicable to this device is mainly three-phase or single-phase. However, the number of phases is not limited to these, and other phases may be included.
[0019]
The recovery current suppressing reactor La serves to suppress an excessive recovery current from flowing into each diode of the power diode rectifier REC when the self-extinguishing element of the self-excited power converter CNV is turned on. La is usually an inductance value of several tens of μH, and may be about two orders of magnitude smaller than that of the normal AC reactor Ls.
[0020]
Positive high-speed diodes D1 (D3, D5) connected in anti-parallel to the positive self-extinguishing elements S1 (S3, S5) and negative self-extinguishing elements S2 (S4, S6) constituting the self-excited power converter CNV The potential of the negative high-speed diode D2 (D4, D6) is raised to the positive and negative sides by the positive high-speed diode potential raising means and the negative high-speed diode potential raising means, respectively.
[0021]
For example, when a current is flowing through the negative-side self-extinguishing element S2 and the element S2 is turned off, the current first flows through the positive-side high-speed diode D1. Is applied with a reverse bias voltage, the current of D1 decreases, and the current of the positive-side power diode PD1 increases. Then, when the current of the recovery current suppression reactor La becomes zero, the commutation from the positive high-speed diode D1 to the positive power diode PD1 is completed.
[0022]
When a current is flowing through the positive self-turn-off element S1, when the element S1 is turned off, the current first flows through the negative high-speed diode D2. Since the reverse bias voltage is applied to D2, the current of D2 decreases, and the current of the negative power diode PD2 increases. This is called commutation. Then, when the current of the recovery current suppression reactor La becomes zero, the commutation from the negative high-speed diode D2 to the negative power diode PD2 is completed.
[0023]
This operation is performed each time the self-extinguishing elements S1 and S2 switch. The commutation time is proportional to a time constant determined by the inductance of the recovery current suppression reactor La and the impedance of the positive high-speed diode potential increasing means or the negative high-speed diode potential increasing means. Since the effective current flowing through the high-speed diode also becomes small, it is possible to use a diode having a small current rating.
[0024]
By adding the positive-side high-speed diode potential increasing means, the effect of increasing the on-voltage drop of the positive-side high-speed diode D1 can be equivalently obtained, and the on-voltage drop Vfa of the positive-side power diode PD1 can be reduced. Even when approaching the on-voltage drop Vfb, a voltage for commutation can be secured.
[0025]
In the present invention, during power running operation, the cutoff current of the self-excited power converter CNV is suppressed to a small value by controlling most of the current to flow to the power diode rectifier REC. The self-excited power converter CNV controls the input current by controlling the phase angle φ with respect to the power supply voltage in a fixed pulse pattern (1 pulse, 3 pulses, 5 pulses, etc.) synchronized with the power supply voltage. It is always operated near the input power factor = 1. Therefore, by switching the self-extinguishing element constituting the self-excited power converter CNV near the zero point of the input current Is, the cutoff current of the element can be reduced.
[0026]
On the other hand, during regenerative operation, most of the current flows through the self-extinguishing element of self-excited power converter CNV. However, even during the regenerative operation, the power supply power factor is controlled to approximately 1, and by switching the self-extinguishing element near the current zero point, the breaking current of the element can be reduced. As a result, it is possible to provide a low-cost hybrid power converter with high power factor, high efficiency, and power regeneration.
[0027]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the power converter control circuit PTC controls the input current Is from the AC power supply SUP to reduce the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd. Control.
[0028]
By connecting the AC-side terminal of the power converter to the AC power supply SUP via the AC reactor Ls and connecting the load device LOAD to the DC-side terminal, the power converter functions as an AC / DC power converter. When the load device LOAD consumes power, the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd decreases. However, by increasing the effective component of the input current Is supplied from the AC power supply SUP, the DC voltage Vd becomes Voltage command value Vd^*Is controlled to match. Further, in the case where the load device LOAD includes, for example, an inverter and an AC motor, when regenerative braking is applied to the motor, the energy is temporarily stored in the DC smoothing capacitor Cd, and the DC voltage Vd increases. I do. At this time, the active power is returned to the AC power supply SUP by inverting the phase of the input current Is, and the DC voltage Vd is again changed to the voltage command value Vd.^*Is controlled to match. Thereby, power regeneration is possible, DC voltage is stabilized, and an economical hybrid power converter with high power factor and high efficiency can be provided.
[0029]
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect, the power converter control circuit PTC controls the input current Is from the AC power supply SUP on the AC side with respect to the voltage Vs of the AC power supply SUP. The phase angle φ of the terminal voltage Vc is adjusted, and the pulse pattern of the AC terminal voltage Vc at that time is fixed by fixed pulse phase control.
[0030]
The power converter control circuit PTC controls the input current Is by operating the self-excited power converter CNV with a fixed pulse pattern and adjusting the phase angle φ of the AC power supply SUP with respect to the voltage Vs. The self-excited power converter CNV performs switching in synchronization with the AC power supply voltage Vs in a fixed pulse pattern. If the DC voltage Vd is constant, the amplitude value of the AC terminal voltage Vc of the converter becomes constant. In this state, by changing the phase angle φ of the AC terminal voltage Vc with respect to the power supply voltage Vs, the voltage (Vs−Vc) applied to the AC reactor Ls changes, and the input current Is = (Vs−Vc) / ( jω · Ls) can be adjusted.
[0031]
By increasing the phase angle φ of the AC side terminal voltage Vc with respect to the power supply voltage Vs in the delay direction, the active power Ps supplied from the AC power supply increases. Conversely, when the phase angle φ is increased in the leading direction, the active power Ps is regenerated to the AC power supply. Incidentally, when the phase angle φ = 0, no active power is transferred. The phase angle of the input current Is is φ / 2 or π−φ / 2 with respect to the power supply voltage Vs, and the input power factor is cos (φ / 2). The phase difference between the input current Is and the AC terminal voltage Vc of the self-excited converter CNV is -φ / 2 or π + φ / 2, and the converter power factor is cos (φ / 2). Phase angle φ depends on the values of input current Is and AC reactor Ls. The phase angle φ is at most about φ = 30 ° even during overload operation, and the power factor is cos15 ° = 0.966.
[0032]
When the self-excited converter CNV is controlled with a fixed pulse pattern, the switching pattern is determined so that the harmonic component of the input current Is becomes small. However, since the converter power factor is close to 1 as described above, the current Is becomes zero. Switching is performed near the point, and the cutoff current of the self-extinguishing element constituting the self-excited converter CNV can be small. As a result, it is possible to provide a low-cost hybrid power converter capable of regenerating power, having a high power factor, high efficiency, and low cost.
[0033]
According to a fourth aspect of the present invention, in the third aspect of the present invention, the number of fixed pulses of the pulse pattern used for the fixed pulse phase control is any one of one pulse, three pulses, and five pulses. .
[0034]
The higher the number of fixed pulses, the more effective in reducing harmonics. Usually, an odd number such as three pulses or five pulses is set.
[0035]
According to a fifth aspect of the present invention, the positive high-speed diode potential raising means and the negative high-speed diode potential raising means are respectively connected to the positive high-speed diode D1 (D3, D5) and the negative high-speed diode D2 (D4, D6). It is characterized in that a positive side series resistance Ra1 (Ra3, Ra5) and a negative side series resistance Ra2 (Ra4, Ra6) are connected in series.
[0036]
Various means can be used as the high-speed diode potential increasing means. For example, a resistor connected in series to the high-speed diode can be used. When the element S2 is turned off when a current is flowing through the negative self-turn-off element S2, the current first flows through the positive high-speed diode D1. The reverse bias voltage is applied to D1, the current of D1 decreases, and the current of the positive power diode PD1 increases. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the positive high-speed diode D1 to the positive power diode PD1 is completed.
[0037]
When the current is flowing through the positive self-turn-off element S1, when the element S1 is turned off, the current first flows through the negative high-speed diode D2. The reverse bias voltage is applied to D2, the current of D2 decreases, and the current of the negative power diode PD2 increases. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the negative high-speed diode D2 to the negative power diode PD2 is completed.
[0038]
This operation is performed each time the self-extinguishing elements S1 and S2 switch. The commutation time is proportional to the time constant T = La / Ra. If the commutation time is shortened, the effective current flowing through the high-speed diode also decreases, and it is possible to use a diode with a small current rating.
[0039]
The positive-side series resistor Ra1 equivalently has an effect of increasing the on-voltage drop of the positive-side high-speed diode D1, and the on-voltage drop Vfa of the positive-side power diode PD1 approaches the on-voltage drop Vfb of the positive-side high-speed diode D1. In this case, a voltage for commutation can be secured.
[0040]
According to a sixth aspect of the present invention, in the first aspect, the positive high-speed diode potential increasing means and the negative high-speed diode potential increasing means include a positive auxiliary DC voltage source Eo1 and a negative The auxiliary DC voltage source Eo2.
[0041]
Various means can be used as the high-speed diode potential increasing means, for example, an auxiliary DC voltage source can be used. When a current is flowing through the negative self-turn-off element S2 and the element S2 is turned off, the current first flows through the positive high-speed diode D1, but the positive auxiliary high-speed diode D1 supplies the current to the positive high-speed diode D1. , A current of D1 decreases, and a current of the positive power diode PD1 increases. This is called commutation. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the positive high-speed diode D1 to the positive power diode PD1 is completed. When the element S1 is turned off while a current is flowing through the positive self-turn-off element S1, the current first flows through the negative high-speed diode D2, but the negative high-speed diode D2 is supplied by the negative auxiliary DC voltage source Eo2. , A current of D2 decreases, and a current of the negative power diode PD2 increases. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the negative high-speed diode D2 to the negative power diode PD2 is completed.
[0042]
This operation is performed each time the self-extinguishing elements S1 and S2 switch. When the cutoff current of the element is I, the commutation time is determined by Δt = La × (I / Eo). If the commutation time is shortened, the effective current flowing through the high-speed diodes D1 and D2 also decreases. That is, a diode having a small current rating can be used.
[0043]
The auxiliary DC voltage sources Eo1 and Eo2 absorb the energy of the recovery current suppressing reactor La and perform the function of smoothly performing commutation from the high-speed diodes D1 and D2 to the power diodes PD1 and PD2. Therefore, even when the on-voltage drop Vfa of the power diode PD1 is close to the on-voltage drop Vfb of the high-speed diode D1, a voltage for commutation can be secured.
[0044]
According to a seventh aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the positive high-speed diode potential increasing means and the negative high-speed diode potential increasing means comprise a positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and a negative An eighth aspect of the present invention is the auxiliary DC smoothing capacitor Co2, wherein the auxiliary DC smoothing capacitor Co2 discharges the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 respectively. It is characterized in that resistors Ro1 and Ro2 are connected.
[0045]
Various means can be used as the high-speed diode potential increasing means, for example, an auxiliary DC smoothing capacitor can be used. When the element S2 is turned off while a current is flowing through the negative self-turn-off element S2, the current first flows through the positive high-speed diode D1. , A current of D1 decreases, and a current of the positive power diode PD1 increases. This is called commutation. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the positive high-speed diode D1 to the positive power diode PD1 is completed. At this time, the energy of the recovery current suppression reactor La (1/2) La × I²Is added to the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 by (1/2) Co1 × V²Is stored as energy. The discharge resistor Ro1 consumes the energy of the capacitor Co1 and prepares for the next commutation.
[0046]
When a current is flowing through the negative self-extinguishing element S1 and the element S1 is turned off, the current first flows through the negative high-speed diode D2. And the current of the negative power diode PD2 increases. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the negative high-speed diode D2 to the negative power diode PD2 is completed. At this time, the energy of the recovery current suppression reactor La (1/2) La × I²Is added to the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 by (1/2) Co2 × V²Is stored as energy. The discharge resistor Ro2 consumes the energy of the capacitor Co2 and prepares for the next commutation.
[0047]
This operation is performed each time the self-extinguishing elements S1 and S2 switch. When the cutoff current of the element is I and the voltage applied to the auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 is Eco, the commutation time is determined by Δt = La × (I / Eco), and the commutation time is shortened. Then, the effective current flowing through the high-speed diodes D1 and D2 also becomes small, and a diode having a small current rating can be used.
[0048]
The voltages Eco1 and Eco2 applied to the auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 absorb the energy of the recovery current suppressing reactor La and smoothly perform commutation from the high-speed diodes D1 and D2 to the power diodes PD1 and PD2. I do. Therefore, even when the on-voltage drop Vfa of the power diodes PD1 and PD2 is close to the on-voltage drop Vfb of the high-speed diodes D1 and D2, a voltage for commutation can be secured.
[0049]
According to a ninth aspect of the present invention, in the invention of the seventh aspect, a positive power regeneration that regenerates the power stored in the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 to the DC smoothing capacitor Cd. A circuit CH1 and a negative power regeneration circuit CH2 are provided.
[0050]
When a certain amount of energy is accumulated in the auxiliary DC smoothing capacitor, it is necessary to release the energy. According to the eighth aspect of the invention, the discharge resistors Ro1 and Ro2 are used as means for discharging the energy. However, in the ninth aspect of the invention, the energy to be released is regenerated to the smoothing capacitor Cd for effective use. ing.
[0051]
When the element S2 is turned off while a current is flowing through the negative self-turn-off element S2, the current first flows through the positive high-speed diode D1. , A current of D1 decreases, and a current of the positive power diode PD1 increases. This is called commutation. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the positive high-speed diode D1 to the positive power diode PD1 is completed. At this time, the energy of the recovery current suppression reactor La (1/2) La × I²Is added to the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 by (1/2) Co1 × V²Is stored as energy.
[0052]
The positive-side regenerative circuit CH1 is configured by, for example, a step-up chopper circuit, controls the energy stored in the capacitor Co1 to be regenerated to the DC smoothing capacitor Cd, and keeps the voltage Eco1 applied to the capacitor Co1 substantially constant. I do. This prepares for the next commutation.
[0053]
When the element S1 is turned off while a current is flowing through the positive self-turn-off element S1, the current first flows through the negative high-speed diode D2, but the negative high-speed diode D2 is supplied by the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2. And the current of the negative power diode PD2 increases. When the current of the recovery current suppressing reactor La becomes zero, the commutation from the negative high-speed diode D2 to the negative power diode PD2 is completed. At this time, the energy of the recovery current suppression reactor La (1/2) La × I²Is added to the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 by (1/2) Co2 × V²Is stored as energy.
[0054]
Similarly, the negative-side regenerative circuit CH2 is formed of, for example, a step-up chopper circuit, regenerates energy stored in the capacitor Co2 to the DC smoothing capacitor Cd, and keeps the voltage Eco2 applied to the capacitor Co2 substantially constant. Control. This prepares for the next commutation.
[0055]
This operation is performed each time the self-extinguishing elements S1 and S2 switch. When the cutoff current of the element is I and the voltage applied to the auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 is Eco, the commutation time is determined by Δt = La × (I / Eco). If the length is shortened, the effective current flowing through the high-speed diodes D1 and D2 also decreases, and a diode having a small current rating can be used.
[0056]
The voltages Eco1 and Eco2 applied to the auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 absorb the energy of the recovery current suppressing reactor La and smoothly perform commutation from the high-speed diodes D1 and D2 to the power diodes PD1 and PD2. I do. Therefore, even when the on-voltage drop Vfa of the power diodes PD1 and PD2 is close to the on-voltage drop Vfb of the high-speed diodes D1 and D2, a voltage for commutation can be secured.
[0057]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. However, the same components as those in FIG. 16 are denoted by the same reference numerals, and redundant description may be omitted as appropriate. FIG. 1 is an explanatory diagram showing a main part configuration of the first embodiment, in which a positive-side series resistor Ra1 and a negative-side series resistor Ra2 are used as a positive-side high-speed diode potential increasing means and a negative-side high-speed diode potential increasing means. The configuration in the case is shown. In FIG. 1, the illustration of the AC power supply SUP, the load device LOAD, the power converter control circuit PTC, and the like is omitted, and the power constituting the power diode rectifier REC and the voltage source self-excited power converter CNV is omitted. As for the diode for use and the self-extinguishing element, only a pair of positive and negative elements are shown in the drawing to simplify the drawing. The reason for simplifying the drawing in this way is that the configuration of FIG. 1 does not apply only to single-phase AC, but to both single-phase and three-phase, and also to other polyphase AC. Is also applicable.
[0058]
The hybrid power converter shown in FIG. 1 includes a DC smoothing capacitor Cd and positive and negative self-extinguishing elements connected between a positive terminal P and a negative terminal N of the DC smoothing capacitor Cd. A series circuit of S1 and S2, a cathode terminal connected to the positive terminal P of the DC smoothing capacitor Cd, an anode terminal connected to the AC terminal U, a positive power diode PD1, and a cathode terminal connected to the AC terminal U A negative power diode PD2 having an anode terminal connected to the negative terminal N of the DC smoothing capacitor Cd, a positive high-speed diode D1 and a positive series resistor Ra1 connected in antiparallel to the positive self-turn-off element S1. , A series circuit of a negative high-speed diode D2 and a positive series resistor Ra2 connected in anti-parallel to the negative self-turn-off element S2, an AC terminal U and a positive self-turn-off element S1. It is provided with, and recovery current suppression reactor La, which is connected between a connection point X of the fine negative self-turn-off device S2.
[0059]
The power diodes PD1 and PD2 constitute a power diode rectifier REC, and the self-extinguishing elements S1 and S2, the high-speed diodes D1 and D2, and the series resistors Ra1 and Ra2 constitute a voltage-type self-excited power converter CNV. I have.
[0060]
The applicant has already proposed a configuration in which the series resistors Ra1 and Ra2 are not added as a prior art in Japanese Patent Application No. 2001-279981. In this prior art configuration, when there is not much difference in the forward voltage drop between the power diode and the high-speed diode, the current flowing through the recovery current suppression reactor when the self-extinguishing element is turned off is quickly increased. Could not be attenuated. The configuration of FIG. 1 seeks to remedy such disadvantages of the prior art.
[0061]
The recovery current suppressing reactor La serves to suppress an excessive recovery current from flowing into the power diodes PD1 and PD2 when the self-turn-off devices S1 and S2 are turned on. For example, when the current Is is flowing through the power diode PD1, when the self-turn-off device S2 is turned on, the current Is moves from the reactor La to the reactor S2. At this time, the power diode PD1 takes time until the internal carriers disappear, and cannot be turned off immediately. During that time, a recovery current flows through the path of P → PD1 → La → S2 → N. Reactor La serves to suppress the recovery current. In the absence of the reactor La, an excessive recovery current flows through the PD1 and the self-extinguishing element S2, sometimes breaking the elements PD1 and S2. Even when the self-turn-off element S1 is turned on while the direction of the current Is is reversed and flowing through the power diode PD2, similarly, the recovery current of the PD2 can be suppressed by the reactor La. Although the value of the reactor La depends on the characteristics of the power diode, it is considered that about several tens μH is appropriate.
[0062]
Next, the roles of the high-speed diodes D1 and D2 and the resistors Ra1 and Ra2 connected in series will be described. When the self-extinguishing element S2 is turned on while the current Is flows in the direction of the arrow in FIG. 1, the current Is flows in the path of U → La → S2 → N. Next, when the self-turn-off device S2 is turned off from this state, the current Ia flowing through the recovery current suppressing reactor La flows through the resistor Ra1 and the high-speed diode D1.
[0063]
When the forward voltage drop of PD1 is Vfa and the forward voltage drop of D1 is Vfb, the voltage drop due to the resistor Ra1 is Ia × Ra1, and the reverse voltage of VLa = Vfb + Ia × Ra1−Vfa is applied to the reactor La. Applied. When Vfa = Vfb, current Ia of reactor La decreases with time constant T = La / Ra1.
[0064]
For example, when La = 20 μH and Ra1 = 0.1Ω, the current Ia attenuates with a time constant T = 200 μsec. By the time the current Ia of the reactor La has decreased, the current (Is-Ia) of the power diode PD1 has increased, and by the time the self-turn-off element S2 is turned on next, the majority of the input current Is has been reduced to the power diode. It flows through PD1.
[0065]
If the time constant T = La / Ra1 is lengthened, the current Ia of the reactor La does not become sufficiently small until the next turn-on of S2, and the input current Is is shared by PD1 and D1. Next, when a current also flows through the high-speed diode D1 when the self-turn-off device S2 is turned on, a recovery current also flows through the high-speed diode D1. However, as compared with the power diode PD1, the disappearance time of the internal carriers of the high-speed diode D1 is shorter and the recovery current is smaller, so that it is not a major problem.
[0066]
When the resistance Ra1 is increased, the time constant T = La / Ra1 decreases, and the time of the current flowing through the high-speed diode D1 also decreases. Then, when S2 is off, most of the current flows through the power diode PD1, and the average value of the current flowing through the high-speed diode D1 becomes a small value. Therefore, the current capacity of the high-speed diode D1 can be reduced, and when S2 is turned on, the recovery current hardly flows because the current of D1 is sufficiently small.
[0067]
However, when the self-extinguishing element S2 is turned off, a voltage of Ia × Ra1 is generated in the resistor Ra1, and the voltage is applied to the element S2 in addition to the DC voltage Vd. For example, when Vd = 1500V, Ia = 1000A, and Ra1 = 1Ω, the voltage applied when the element S2 is turned off is 1500V + 1000V = 2500V. That is, the breakdown voltage of the self-extinguishing element S2 must be increased. From this, it is important to select the optimum resistor Ra1 in consideration of the time constant T = La / Ra1 and the voltage drop Ia × Ra1.
[0068]
When the input current Is flows in the direction opposite to that in FIG. 1, the reactor La serves to suppress the recovery current of the power diode PD2, and includes the self-turn-off element S1, the high-speed diode D2, and the resistor Ra2. Works.
[0069]
FIG. 2 is a configuration diagram when the first embodiment is limited to three-phase alternating current. In the figure, SUP indicates a three-phase AC power supply, TR indicates a three-phase transformer, and LOAD indicates a load device (corresponding to the inverter INV and the AC motor M in FIG. 16). Note that an AC reactor Ls is usually installed between the power converter and the AC power supply SUP. However, in the configuration of FIG. 2, the configuration is such that the leakage inductance of the transformer TR also serves as the AC reactor Ls, so that it is illustrated. Not.
[0070]
The recovery current suppression reactor La serves to suppress an excessive recovery current from flowing into each diode of the power diode rectifier REC when the self-extinguishing element of the self-excited power converter CNV is turned on. Normally, La has an inductance value of several tens of μH, which may be smaller by about two orders of magnitude than the AC reactor Ls.
[0071]
The power converter control circuit PTC includes comparators C1 and C2, an adder AD, a voltage control compensation circuit Gv (S), a current control compensation circuit Gi (S), a feedforward compensator FF, a coordinate conversion circuit Z, and a power supply synchronous phase. It has a detection circuit PLL and a phase control circuit PHC.
[0072]
The power converter control circuit PTC detects the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd, and the comparator C1 detects the voltage command value Vd^*Compare with The deviation εv is integrated or proportionally amplified by the voltage control compensation circuit Gv (S) and input to the adder AD. On the other hand, the DC current ILOAD consumed by the load device LOAD is detected and input to the adder AD via the feedforward compensator FF. Output Iq of adder AD^*Is the command value of the effective current supplied from the AC power supply SUP. The coordinate converter Z converts the detected values of the three-phase input currents Ir, Is, It supplied from the power supply SUP to dq axes (DC amounts). The coordinate-transformed q-axis current Iq represents an active current detection value, and the d-axis current Id represents a reactive current detection value.
[0073]
The effective current command value Iq is calculated by the comparator C2.^*And the effective current detection value Iq, and the deviation εi is amplified by a current control compensation circuit Gi (S) to obtain a phase angle command value φ *. The power supply synchronous phase detection circuit PLL generates phase signals θr, θs, θt synchronized with the three-phase AC power supply voltage, and inputs them to the phase control circuit PHC. The phase control circuit PHC uses the phase angle command value φ * and the phase signals θr, θs, θt to generate gate signals g1 to g6 for the self-extinguishing elements S1 to S6 of the self-excited power converter CNV.
[0074]
The hybrid power converter shown in FIGS. 1 and 2 controls the input current by controlling the phase angle φ with respect to the power supply voltage in a fixed pulse pattern (1 pulse, 3 pulses, 5 pulses, etc.) synchronized with the power supply voltage. Control. FIG. 3 is a voltage / current vector diagram for explaining the control operation at this time.
[0075]
In FIG._sIs the power supply voltage, V_cIs the AC terminal voltage of the hybrid power converter, I_sIs the input current, jωL_s・ I_sIs the AC reactor L_sVoltage drop (however, AC reactor L_sIs ignored because it is sufficiently small). In vector, V_s= V_c+ JωL_s・ I_sThere is a relationship.
[0076]
Power supply voltage V_sPeak value and AC side terminal voltage V of hybrid power converter_cAre adjusted so that the peak values of the fundamental waves substantially match. DC voltage V_dIs often determined by the request from the load side, and when the pulse pattern is determined, the AC output voltage V_cOf the fundamental wave is determined. Therefore, a transformer TR is installed on the power supply side, and the secondary voltage is set to V_sAnd adjust the crest value.
[0077]
Input current I_sIs the power supply voltage V_s-Side terminal voltage V of the hybrid power converter with respect to_cCan be controlled by adjusting the phase angle φ. That is, if the phase angle φ = 0, the AC reactor L_sVoltage jωL applied to_s・ I_sBecomes zero and the input current I_sIs also zero. As the phase angle (lag) φ is increased, jωL_s・ I_sIncreases and the input current I_sAlso increases in proportion to that value. Input current vector I_sIs the voltage jωL_s・ I_s90 ° behind the power supply voltage V_sIs a vector delayed by φ / 2. Therefore, the input power factor viewed from the power supply side is cos (φ / 2).
[0078]
On the other hand, the AC side terminal voltage of the hybrid power converter is V_c′, As the phase angle φ is increased in the leading direction, the AC reactor L_sVoltage jωL applied to_s・ I_sIs also negative, and the input current is I_s’, The power supply voltage V_sIs (π−φ / 2). That is, the power P_s= V_s・ I_sBecomes negative, and the power can be regenerated to the power supply. Power supply voltage V_s, The AC terminal voltage V_cAlong the broken line in FIG._c′, The input current vector I_sI along the dashed line_s’Direction.
[0079]
Then, in FIG. 2, the effective current I_qIs controlled as follows. That is, I_q ^*> I_q, The current control compensation circuit G_iOutput φ of (S)^*Increases and the input current I_sIncrease. Since the input power factor is ≒ 1, the effective current I_qIncreases and eventually I_q ^*= I_qCalm down. Conversely, I_q ^*<I_q, The current control compensation circuit G_iOutput φ of (S)^*Decreases or becomes a negative value, and the input current I_sDecrease. Since the input power factor is ≒ 1, the effective current I_qDecreases, and again I_q ^*= I_qCalm down.
[0080]
The DC smoothing capacitor C_dV applied to_dIs controlled as follows. That is, V_d ^*> V_d, The output of the voltage control compensation circuit Gv (S) increases, and I_q ^*= I_qThe active power is controlled from the AC power supply SUP to the DC smoothing capacitor C_dSupplied to As a result, the DC voltage V_dIncreases and V_d ^*= V_dIs controlled so that Conversely, V_d ^*<V_d, The output of the voltage control compensation circuit Gv (S) decreases or becomes a negative value, and the active power is_dFrom the AC power supply SUP. As a result, the DC voltage V_dDecreases, and V_d ^*= V_dIs controlled so that
[0081]
In the device shown in FIG. 2, the DC current I_LoadIs detected, and the feed-forward compensator FF supplies a compensation amount I so as to supply an effective current commensurate with the amount._qFF ^*= K1 · I_LoadAnd is input to the adder AD. As a result, when the load changes suddenly, the input current (active current) I corresponding to the sudden change_qIs supplied to the DC smoothing capacitor C_dApplied voltage V_dOf fluctuations.
[0082]
FIG. 4 is a configuration diagram of the phase control circuit PHC in FIG. In the figure, AD1 to AD3 indicate adder / subtracters, and PTN1 to PTN3 indicate pulse pattern generators. The adder / subtractor AD1-AD3 outputs the phase signal θ_r, Θ_s, Θ_tFrom the phase angle command value φ * to obtain a new phase signal θ_cr, Θ_cs, Θ_ctTo^WorkYou. The new phase signal θ_cr, Θ_cs, Θ_ctIs a periodic function of 0 to 2π, and changes in synchronization with the power supply frequency.
[0083]
The pulse pattern generators PTN1 to PTN3 provide a new phase signal θ_cr, Θ_cs, Θ_ct, The gate signals g1 to g6 are generated so as to have a constant pulse pattern. The pulse pattern generator PTN1 outputs the phase signal θ_crIs stored as a table function.
[0084]
FIG. 5 is a waveform diagram showing the pulse pattern and each signal waveform at the time of one-pulse operation based on the pulse pattern. In the figure, V_rIs the R-phase power supply voltage, θ_rIs the power supply voltage V_rAnd a periodic function varying between 0 and 2π. New phase signal θ_cr= Θ_r-Φ * is a periodic function that varies between 0 and 2π,_rIs delayed by φ * with respect to the signal of That is, the input θ_crOutputs the following gate signal g1 (or g2).
[0085]
0 ≦ θ_crG1 = 1, g2 = 0 in the range of <π (S1: ON, S2: OFF)
π ≦ θ_crIn the range of <2π, g1 = 0, g2 = 1 (S1: off, S2: on)
AC side terminal voltage (R phase) V of hybrid power converter_crIs
When S1: ON (S2: OFF), V_cr= + V_d/ 2
When S1: OFF (S2: ON), V_cr= -V_d/ 2
Becomes DC voltage V_dIs constant, the AC terminal voltage V_crIs constant. V_crFundamental wave V_cr ^*Of the power supply voltage V_rIs delayed by the phase angle φ. The S phase and the T phase are given in the same manner.
[0086]
FIG. 6 is a waveform diagram showing signal waveforms of the respective components of the R phase when the hybrid power converter is operated based on the pulse pattern of FIG. For convenience of explanation, the input current I_rIs drawn with the ripple component omitted as a sine wave.
[0087]
FIG. 6 shows operation waveforms during power running operation, in which the AC terminal voltage V of the converter is shown._crIs the power supply voltage V_rIs delayed by the phase angle φ. Also, the input current I_rIs the power supply voltage V_rFlows with a delay of the phase angle (φ / 2). At this time, IS1 and IS2 indicate the currents of the R-phase self-turn-off devices S1 and S2, ID1 and ID2 indicate the currents of the high-speed diodes D1 and D2, and IPD1 and IPD2 indicate the current waveforms of the power diodes PD1 and PD2. Each is represented. The operation at that time will be described below with reference to FIG.
[0088]
Input current I_rUntil changes from negative to positive, a current flows through the power diode PD2. From this state, the current I_rWhen the direction changes, the element S2 is in the ON state, so that the input current I_rFlows through the recovery current suppressing reactor La and the element S2. Next, when the element S2 is turned off, the current I is suppressed by the action of the recovery current suppressing reactor La._rFlows through the resistor Ra1 and the high-speed diode D1. As described above, the current flowing in the recovery current suppressing reactor La gradually decreases due to the resistance Ra1, and the input current I_rMoves from the high-speed diode D1 to the power diode PD1. The commutation time is determined by a time constant T = La / Ra1.
[0089]
Input current I_rUntil the current is reversed again, the current flows through the power diode PD1. Input current I_rIs inverted, the same operation as described above is performed between the self-extinguishing element S1, the power diode PD2, the high-speed diode D2, and the series resistor Ra2.
[0090]
As described above, the input current I during the power running operation_rMost of the power flows through the power diodes PD1 and PD2, so that it is possible to provide a power converter having a small loss and a large overload capacity. At this time, the maximum current I interrupted by the self-extinguishing elements S1 to S6_maxCalculates the peak value of the input current as I_smThen I_max= I_sm× sin (φ / 2). For example, when φ = 20 °, I_max= 0.174 x I_sm  Becomes That is, it is sufficient to use a self-extinguishing element having a small breaking current, and a low-cost power converter can be provided.
[0091]
FIG. 7 shows operation waveforms during the regenerative operation. IS1 and IS2 denote the currents of the R-phase self-extinguishing elements S1 and S2, ID1 and ID2 denote the currents of the high-speed diodes D1 and D2, and IPD1 and IPD2 represents the current waveform of the power diode. AC side terminal voltage V of converter_crIs the power supply voltage V_rIs advanced by the phase angle φ. Also, the input current I_rIs the inverted value of the power supply voltage -V_rFlows by the phase angle (φ / 2).
[0092]
Input current I_rIs negative and the element S1 is on (S2 is off), the input current I_rFlows through the element S1 and the recovery current suppressing reactor La. When the element S1 is turned off (S2 is turned on), the current I is reduced by the action of the recovery current suppressing reactor La._rFlows through a series circuit of a resistor Ra2 and a high-speed diode D2. Due to the series resistance Ra2, the current flowing through the recovery current suppressing reactor La gradually decreases, and the input current I_rMoves from the high-speed diode D2 to the power diode PD2. Input current I_rIs reversed, a current flows through the element S2, and by turning off the element S2 in the same manner as described above, first, a current flows through the series circuit of the resistor Ra1 and the high-speed diode D1, and the action of the resistor Ra1 causes the power diode PD1 to eventually flow. The current shifts.
[0093]
During regenerative operation, the maximum current I interrupted by the self-extinguishing elements S1 to S6_maxCalculates the peak value of the input current as I_smThen I_max= I_sm× sin (φ / 2). For example, when φ = 20 °, I_max= 0.174 x I_sm  Becomes
[0094]
As described above, the input current I during regenerative operation_rMost of the current flows through the self-extinguishing element, but the interruption current of the elements S1 to S6 can be small, and a power conversion device with low cost can be provided.
[0095]
In an electric railway, since a single substation supplies power to a plurality of vehicles, a load during power running operation is generally heavy, and regenerative power is small. For example, 300% of the rated output is required as the overload capacity during power running operation, but the regenerative power only needs to have a 100% rating. The present power conversion device is suitable for a device having a large overload tolerance during such a power running operation.
[0096]
FIG. 8 is a waveform diagram showing a pulse pattern when the pulse pattern generator PTN1 outputs three pulses and signal waveforms at the time of a three-pulse operation based on the pulse pattern. In the figure, V_rIs the R-phase power supply voltage, θ_rIs the power supply voltage V_rAnd a periodic function varying between 0 and 2π. New phase signal θ_cr= Θ_r-Φ * is a periodic function that varies between 0 and 2π,_rIs delayed by φ * with respect to the signal of Also, the phase signal θ_crThe pulse patterns of the R-phase elements S1 and S2 with respect to are as follows.
[0097]
0 ≦ θ_cr<Θ₁  G1 = 0, g2 = 1 (S1: OFF, S2: ON)
θ₁≤θ_cr<Θ₂  G1 = 1, g2 = 0 (S1: ON, S2: OFF)
θ₂≤θ_crG1 = 0, g2 = 1 (S1: OFF, S2: ON) in the range of <π
π ≦ θ_cr<Θ₃  G1 = 1, g2 = 0 (S1: ON, S2: OFF)
θ₃≤θ_cr<Θ₄  G1 = 0, g2 = 1 (S1: OFF, S2: ON)
θ₄≤θ_crG1 = 1, g2 = 0 within the range of <2π (S1: ON, S2: OFF)
At this time, the AC side terminal voltage (R phase) V of the hybrid power converter is_crIs
When S1: ON (S2: OFF), V_cr= + V_d/ 2
When S1: OFF (S2: ON), V_cr= -V_d/ 2
Becomes AC side terminal voltage V of converter_crFundamental wave V_cr ^*Of the power supply voltage V_rIs delayed by the phase angle φ. The S phase and the T phase are given in the same manner. Also in this case, the pulse pattern is fixed and the DC voltage V_dIs constant, the fundamental peak value of the AC side terminal voltage of the hybrid power converter becomes constant.
[0098]
FIG. 9 is a waveform diagram showing signal waveforms of the respective components of the R phase when the hybrid power converter is operated based on the pulse pattern of FIG. For convenience of explanation, the input current I_rIs drawn with the ripple component omitted as a sine wave.
[0099]
FIG. 9 shows operation waveforms at the time of power running operation._crIs the power supply voltage V_rIs delayed by the phase angle φ. Also, the input current I_sIs the power supply voltage V_sFlows with a delay of the phase angle (φ / 2). At this time, IS1 and IS2 indicate the currents of the R-phase self-turn-off devices S1 and S2, ID1 and ID2 indicate the currents of the high-speed diodes D1 and D2, and IPD1 and IPD2 indicate the current waveforms of the power diodes PD1 and PD2. Each is represented. The operation at that time will be described below.
[0100]
Input current I_rUntil changes from negative to positive, a current flows through the power diode PD2. From this state, the current I_rWhen the direction changes, the element S2 is in the ON state, so that the input current I_rFlows through the recovery current suppressing reactor La and the element S2. Next, when the element S2 is turned off, the current I is suppressed by the action of the recovery current suppressing reactor La._rFlows through a series circuit of a resistor Ra1 and a high-speed diode D1. Due to the action of the series resistor Ra1, the current flowing through the recovery current suppressing reactor La gradually decreases, and the input current I_rMoves from the high-speed diode D1 to the power diode PD1. The commutation time is determined by a time constant T = La / Ra1.
[0101]
Next, when the element S2 is turned on again, the input current I_rFlows through the recovery current suppressing reactor La and the element S2, and the currents of the power diode PD1 and the high-speed diode D1 become zero. Further, in FIG.₁When the element S2 is turned off, a current flows through the high-speed diode D1 first, then the current flows to the power diode PD1, and the input current I_rFlows through the power diode PD1 until is inverted again. Input current I_rIs inverted, the same operation as described above is performed between the element S1, the high-speed diode D2, and the power diode PD2.
[0102]
Although the pulse pattern of FIG. 9 shows the case of three pulses, the maximum current I cut off by the self-extinguishing elements S1 to S6 is shown._maxCalculates the peak value of the input current as I_smThen,
I_max= I_sm× sin (φ / 2 + θ₁)
Becomes For example, φ = 20 °, θ₁= 10 °,
I_max= 0.342 × I_sm
Becomes
[0103]
As described above, according to the device according to the first embodiment of the present invention, most of the current flows through the power diodes PD1 to PD6 having a small on-voltage and flows into the high-speed diodes D1 to D6 during the power running operation. The current is small and a highly efficient converter can be achieved. Further, the breaking current of the self-extinguishing elements S1 to S6 can be reduced, and the cost of the entire apparatus can be significantly reduced.
[0104]
FIG. 10 is an explanatory diagram showing a main part of the second embodiment, in which a positive auxiliary DC voltage source Eo1 and a negative auxiliary DC voltage source Eo2 are used as a positive high-speed diode potential increasing means and a negative high-speed diode potential increasing means. 2 shows a configuration in the case of using a. As the positive auxiliary DC voltage source Eo1 and the negative auxiliary DC voltage source Eo2, for example, a chargeable / dischargeable secondary battery such as a battery is used. FIG. 10 is the same as FIG. 1 except that the positive and negative auxiliary DC voltage sources Eo1 and Eo2 are used as the positive and negative high-speed diode potential increasing means. The description of the configuration and operation described above will not be repeated as much as possible.
[0105]
Next, the roles of the high-speed diodes D1 and D2 and the auxiliary DC voltage sources Eo1 and Eo2 connected in series will be described. Current I_sWhen the self-turn-off device S2 is turned on while the current flows in the direction of the arrow in FIG._sFlows through the route of U → La → S2 → N. When the self-turn-off device S2 is turned off from this state, the current I flowing through the recovery current suppressing reactor La_aFlows through the high-speed diode D1 and the auxiliary DC voltage source Eo1. When the forward voltage drop of PD1 is Vfa and the forward voltage drop of D1 is Vfb, a reverse voltage of VLa = Eo1 + Vfb-Vfa is applied to reactor La.
[0106]
When Vfa = Vfb, the current of reactor La is I_ao− (Eo1 / La) × Δt, decreases linearly and reaches zero. For example, I_ao= 1000A, La = 20μH, Eo1 = 200V, the current I at the time Δt = 0.1 msec_aBecomes zero. Current I of reactor La_aAs the current decreases, the current (I_s−I_a) Increases, and the input current I_sWill flow through the power diode PD1. When the voltage of the auxiliary DC voltage source Eo1 is lowered, the commutation time Δt becomes longer, and the current I_aDoes not become sufficiently small until the next time S2 turns on, and the input current I_sIs shared by PD1 and D1. Next, when a current also flows through the high-speed diode D1 when the self-turn-off device S2 is turned on, a recovery current also flows through the high-speed diode D1. However, as compared with the power diode PD1, the disappearance time of the internal carriers of the high-speed diode D1 is shorter and the recovery current is smaller, so that it is not a major problem.
[0107]
When the voltage of the auxiliary DC voltage source Eo1 is increased, the commutation time Δt is reduced, and the time of the current flowing through the high-speed diode D1 is also reduced. Then, when S2 is off, most of the current flows through the power diode PD1, and the average value of the current flowing through the high-speed diode D1 becomes a small value. Therefore, the current capacity of the high-speed diode D1 can be reduced, and when S2 is turned on next time, the current of D1 is sufficiently small, so that the recovery current hardly flows. However, when the self-extinguishing element S2 is turned off, the voltage of the auxiliary DC voltage source Eo1 is_dIs applied to the element S2. For example, V_dWhen = 1500V and Eo1 = 1000V, the voltage applied when the element S2 is turned off is 1500V + 1000V = 2500V. That is, the breakdown voltage of the self-extinguishing element S2 must be increased. Therefore, it is important to select the optimum voltage of the auxiliary DC voltage source Eo1 in consideration of the commutation time Δt and the withstand voltage of the self-extinguishing element.
[0108]
Input current I_s10 flows in a direction opposite to that of FIG. 10, the reactor La serves to suppress the recovery current of the power diode PD2, and includes the self-turn-off element S1, the high-speed diode D2, and the auxiliary DC voltage source Eo2. Work.
[0109]
FIG. 11 is a configuration diagram when the second embodiment is limited to three-phase alternating current. That is, the cathode terminals of the high-speed diodes D1, D3, and D5 are connected to the positive terminal of the auxiliary DC voltage source Eo1, and when the self-extinguishing elements S2, S4, and S6 of the lower arm are turned off, respectively, the recovery is performed. Current I of current suppression reactor La_ar, I_as, I_atThrough the auxiliary DC voltage source Eo1, the current I_ar, I_as, I_atIs quickly attenuated and the input current I_r, I_s, I_tIs flowed through the power diodes PD1, PD3, PD5.
[0110]
Similarly, the anode terminals of the high-speed diodes D2, D4, D6 are connected to the negative terminal of the auxiliary DC voltage source Eo2, and when the self-extinguishing elements S1, S3, S5 of the upper arm are turned off, respectively, the recovery is performed. Current I of current suppression reactor La_ar, I_as, I_atThrough the auxiliary DC voltage source Eo2, the current I_ar, I_as, I_atIs quickly attenuated and the input current I_r, I_s, I_tIs flowed through the power diodes PD2, PD4, PD6.
[0111]
The configuration of FIG. 11 is the same as the configuration of FIG. 2 except that the positive and negative auxiliary DC voltage sources Eo1 and Eo2 are used as the positive and negative high-speed diode potential increasing means. Therefore, other configurations and operations have already been described with reference to FIG. 2, and thus redundant description will be omitted.
[0112]
FIG. 12 is an explanatory diagram showing a main part of the third embodiment, in which a positive-side auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and a negative-side auxiliary DC smoothing capacitor Co2 serve as a positive-side high-speed diode potential increasing means and a negative-side high-speed diode potential increasing means. And a configuration in which discharge resistors Ro1 and Ro2 are connected to these capacitors Co1 and Co2. FIG. 12 shows the configuration of FIG. 1 except that positive side and negative side auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 are used as positive side and negative side high-speed diode potential increasing means, and discharge resistors Ro1 and Ro2 are connected in parallel to these. Therefore, the description of the configuration and operation described in FIG. 1 is omitted as much as possible.
[0113]
Next, the roles of the high-speed diodes D1 and D2, the auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 connected in series thereto, and the discharge resistors Ro1 and Ro2 connected in parallel to the auxiliary capacitors Co1 and Co2 will be described. When the self-turn-off device S2 is turned on while the current Is flows in the direction of the arrow in FIG. 12, the current Is flows in the path of U → La → S2 → N. When the self-turn-off device S2 is turned off from this state, the current I flowing through the recovery current suppressing reactor La_aFlows through the high-speed diode D1 and the auxiliary DC smoothing capacitor Co1. The voltage Vo1 applied to the capacitor Co1 is considered that the stored energy of La shifts to Co1.
(1/2) La × I_a ²= (1/2) Co1 × Vo1²
Holds, Vo1 = I_a× √ (La / Co1). For example, I_a= 1000A, La = 20μH, Co1 = 2000μF, Vo1 = 100V. Since this voltage Vo1 affects the breakdown voltage of the self-turn-off devices S1 and S2, the capacitance of the capacitor Co1 is determined so that the voltage Vo1 does not become too high.
[0114]
Here, assuming that a resonance circuit is formed by La and Co1, the time Δt1 during which the energy of the reactor La transfers to the capacitor Co1 is equal to the resonance frequency f_r= 1 / {2π} (La × Co1)},
Δt1 = 1 / (4 · f_r) = (Π / 2) √ (La × Co1) = 314 μsec
Becomes That is, the current I of the reactor La is Δt1 after the element S2 is turned off._aBecomes zero.
[0115]
Current I of reactor La_aAs the current decreases, the current (I_s−I_a) Increases, and the next time the self-turn-off element S2 is turned on, most of the input current Is flows through the power diode PD1. Therefore, the current ID1 (average value) flowing through the high-speed diode D1 is small, and the current capacity can be small. Also, the current ID1 of the high-speed diode D1 is sufficiently small before the self-turn-off element S2 is turned on next time, so that the recovery current hardly flows through the high-speed diode D1 when the element S2 is turned on. is there.
[0116]
The voltage Vo1 stored in the capacitor Co1 is discharged by the discharge resistor Ro1 to prepare for the next switching. The discharge time constant is To = Ro1 × Co1. For example, if Co1 = 2000 μF and Ro1 = 1Ω, To = 2 msec.
[0117]
As described above, even when the forward voltage drop Vfa of the power diode PD1 and the forward voltage drop Vfb of the high-speed diode D1 are not so different, when the element S2 is turned off, the current of the recovery current suppressing reactor La is quickly increased. By attenuating, commutation from the high-speed diode D1 to the power diode PD1 can be realized.
[0118]
Input current I_s12 flows in the opposite direction to that of FIG. 12, reactor La serves to suppress the recovery current of power diode PD2, and includes self-turn-off element S1, high-speed diode D2, and auxiliary DC smoothing capacitor Co2. Work.
[0119]
FIG. 13 is a configuration diagram when the third embodiment is limited to three-phase alternating current. That is, the cathode terminals of the high-speed diodes D1, D3, and D5 are connected to the positive terminal of the auxiliary DC smoothing capacitor Co1, and the recovery is performed when the self-extinguishing elements S2, S4, and S6 of the lower arm are turned off. Current I of current suppression reactor La_ar, I_as, I_atThrough the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 to obtain the current I_ar, I_as, I_atIs quickly attenuated and the input current I_r, I_s, I_tIs flowed through the power diodes PD1, PD3, PD5.
[0120]
Similarly, the anode terminals of the high-speed diodes D2, D4, and D6 are connected to the negative terminal of the auxiliary DC smoothing capacitor Co2, and when the self-turn-off devices S1, S3, and S5 of the upper arm are turned off, respectively, the recovery is performed. Current I of current suppression reactor La_ar, I_as, I_atThrough the auxiliary DC smoothing capacitor Co2, the current I_ar, I_as, I_atIs quickly attenuated and the input current I_r, I_s, I_tIs flowed through the power diodes PD2, PD4, PD6.
[0121]
The configuration of FIG. 13 is also the same as that of FIG. 13 except that positive and negative auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 are used as positive and negative high-speed diode potential raising means, and discharge resistors Ro1 and Ro2 are connected in parallel to these components. This is the same as the configuration of FIG. Therefore, other configurations and operations have already been described with reference to FIG. 2, and thus redundant description will be omitted.
[0122]
FIG. 14 is an explanatory diagram showing a main part of the fourth embodiment, in which a positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and an auxiliary DC smoothing capacitor Co2 are used as a positive high-speed diode potential increasing means and a negative high-speed diode potential increasing means. Further, a configuration is shown in which a positive-side regenerative circuit CH1 and a negative-side regenerative circuit CH2 for regenerating the power stored in these capacitors Co1 and Co2 to the DC smoothing capacitor Cd are provided. FIG. 14 uses positive-side and negative-side auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 as positive-side and negative-side high-speed diode potential increasing means, and regenerates power stored in these into Cd by CH1 and CH2. Except for this point, the configuration is the same as that of FIG. 1, and thus the description of the configuration and operation described in FIG. 1 will be omitted as much as possible.
[0123]
In FIG. 14, a boost chopper circuit CH1 includes a self-turn-off device Q1, a freewheel diode Dch1 and a DC reactor Lo1, and regenerates energy stored in an auxiliary DC smoothing capacitor Co1 to a DC smoothing capacitor Cd. . Similarly, the step-up chopper circuit CH2 includes a self-turn-off device Q2, a free-wheel diode Dch2, and a DC reactor Lo2, and regenerates energy stored in the auxiliary DC smoothing capacitor Co2 to the DC smoothing capacitor Cd.
[0124]
Next, the operation of the high-speed diodes D1 and D2, the auxiliary DC smoothing capacitors Co1 and Co2 connected in series thereto, and the operation of the boost choppers CH1 and CH2 for regenerating the energy stored in the auxiliary capacitors Co1 and Co2 to the DC smoothing capacitor Cd. Will be described.
[0125]
Current I_sWhen the self-extinguishing element S2 is turned on while the current flows in the direction of the arrow in FIG._sFlows through the route of U → La → S2 → N. When the self-turn-off device S2 is turned off from this state, the current I flowing through the recovery current suppressing reactor La_aFlows through the high-speed diode D1 and the auxiliary DC smoothing capacitor Co1. When the capacity of the DC smoothing capacitor Co1 is set to a sufficiently large value, the energy (1/2) La × I of the reactor La every time the self-turn-off device S2 is switched._a ²Moves to the auxiliary DC smoothing capacitor Co1, and the voltage Vo1 applied to the auxiliary capacitor Co1 gradually increases.
[0126]
The boost chopper circuit CH1 regenerates the energy of the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 to the DC smoothing capacitor Cd so that the applied voltage Vo1 of the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 becomes substantially constant. That is, when the self-extinguishing element Q1 is turned on, a current flows through a path of Co1 (+) → Q1 → Lo1 → Co1 (−), and the current of the DC reactor Lo1 increases.
[0127]
Next, when the element Q1 is turned off, the current of the DC reactor Lo1 flows through the path of Lo1, Cd, and Dch1, and the energy of Lo1 is regenerated to the main DC smoothing capacitor Cd. When the voltage Vo1 applied to the auxiliary capacitor Co1 becomes larger than the command value Vo *, the current of the DC reactor Lo1 is increased to increase the regenerative power. Conversely, when the voltage Vo1 applied to the auxiliary capacitor Co1 becomes smaller than the command value Vo *, the current of the DC reactor Lo1 is reduced, and the regenerative power is reduced. Thus, the voltage Vo1 applied to the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 can be kept substantially constant. That is, the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 can be considered as the auxiliary DC voltage source Vo1.
[0128]
The current I_sWhen the self-extinguishing element S2 is turned on as described above when the current flows in the direction of the arrow in FIG._sFlows through the path of U → La → S2 → N, and from this state, when the self-extinguishing element S2 is turned off next, the current I flowing through the recovery current suppressing reactor La_aFlows through the high-speed diode D1 and the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 (auxiliary DC voltage source Vo1). At this time, if the forward voltage drop of the power diode PD1 is Vfa and the forward voltage drop of the high-speed diode D1 is Vfb, a reverse voltage of VLa = Vo1 + Vfb-Vfa is applied to the reactor La.
[0129]
When Vfa = Vfb, the current of reactor La is I_ao− (Vo1 / La) × Δt, decreases linearly and reaches zero. For example, I_ao= 1000 A, La = 20 μH, and Vo1 = 200 V, the current I at time Δt = 0.1 msec_aBecomes zero.
[0130]
Current I of reactor La_aAs the current decreases, the current (I_s−I_a) Increases, and the next time the self-turn-off element S2 is turned on, most of the input current Is flows through the power diode PD1. When the voltage of the voltage Vo1 applied to the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 is reduced, the commutation time Δt is increased, and the current I of the reactor La is reduced._aDoes not become sufficiently small until the next time S2 is turned on, and the input current Is is shared by PD1 and D1. Next, when a current also flows through the high-speed diode D1 when the self-turn-off device S2 is turned on, a recovery current also flows through the high-speed diode D1. However, as compared with the power diode PD1, the disappearance time of the internal carriers of the high-speed diode D1 is shorter and the recovery current is smaller, so that it is not a major problem.
[0131]
When the voltage Vo1 applied to the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 is increased, the commutation time Δt is shortened, and the time of the current flowing through the high-speed diode D1 is also shortened. Then, when S2 is off, most of the current flows through the power diode PD1, and the average value of the current flowing through the high-speed diode D1 becomes a small value. Therefore, the current capacity of the high-speed diode D1 can be reduced, and when S2 is turned on next time, the current of D1 is sufficiently small, so that the recovery current hardly flows.
[0132]
However, when the self-extinguishing element S2 is turned off, the applied voltage Vo1 of the auxiliary DC smoothing capacitor Co1 becomes less than the main DC voltage V1._dIs applied to the element S2. For example, V_dIn the case where = 1500 V and Vo1 = 1000 V, the voltage applied when the element S2 is turned off is 1500 V + 1000 V = 2500 V. That is, the breakdown voltage of the self-extinguishing element S2 must be increased.
[0133]
Therefore, it is important to select the optimum voltage of the auxiliary DC voltage source Vo1 in consideration of the commutation time Δt and the withstand voltage of the self-extinguishing element.
[0134]
Input current I_s14 flows in the opposite direction to FIG. 14, the reactor La serves to suppress the recovery current of the power diode PD2, and includes the self-turn-off element S1, the high-speed diode D2, and the auxiliary DC smoothing capacitor Co2. Work.
[0135]
As described above, even when the forward voltage drop Vfa of the power diode PD1 and the forward voltage drop Vfb of the high-speed diode D1 are not so different, when the element S2 is turned off, the current of the recovery current suppressing reactor La is quickly increased. By attenuating, commutation from the high-speed diode D1 to the power diode PD1 can be realized.
[0136]
FIG. 15 is a configuration diagram when the fourth embodiment is limited to three-phase alternating current. That is, the positive step-up chopper circuit CH1 is constituted by the self-turn-off element Q1, the freewheel diode Dch1 and the DC reactor Lo1, and regenerates the energy stored in the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 to the DC smoothing capacitor Cd. ing. Similarly, the negative side boost chopper circuit CH2 is constituted by the self-turn-off element Q2, the freewheeling diode Dch2 and the DC reactor Lo2, and regenerates the energy stored in the negative side auxiliary DC smoothing capacitor Co2 to the DC smoothing capacitor Cd. Has become.
[0137]
The configuration of FIG. 15 also uses a positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and a negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 as the positive high-speed diode potential raising means and the negative high-speed diode potential raising means, and further accumulates in these capacitors Co1 and Co2. The configuration is the same as that of FIG. 2 except that a positive-side regenerative circuit CH1 and a negative-side regenerative circuit CH2 for regenerating the applied power to the DC smoothing capacitor Cd are provided. Therefore, other configurations and operations have already been described with reference to FIG. 2, and thus redundant description will be omitted.
[0138]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide an economical power converter that is excellent in overload capability, capable of regenerating power, has high converter efficiency, and is economical.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an explanatory view showing a configuration of a main part of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram when the first embodiment of the present invention is limited to three-phase alternating current.
FIG. 3 is a voltage / current vector diagram for explaining an operation of fixed pulse phase control performed in the configurations of FIGS. 1 and 2;
FIG. 4 is a configuration diagram of a phase control circuit PHC in FIG. 2;
FIG. 5 is a waveform chart for explaining the control operation of FIG. 1 or 2 based on fixed pulse phase control of one pulse pattern.
FIG. 6 is a waveform chart showing signal waveforms of the respective components of the R phase when a power running operation is performed according to the pulse pattern of FIG. 5;
FIG. 7 is a waveform chart showing signal waveforms of respective parts of the R phase when regenerative operation is performed according to the pulse pattern of FIG. 5;
FIG. 8 is a waveform chart for explaining the control operation of FIG. 1 or 2 based on fixed pulse phase control of a three-pulse pattern.
FIG. 9 is a waveform diagram showing signal waveforms of respective parts of the R phase when a power running operation is performed according to the pulse pattern of FIG. 8;
FIG. 10 is an explanatory diagram showing a configuration of a main part of a second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram when the second embodiment of the present invention is limited to three-phase alternating current.
FIG. 12 is an explanatory diagram illustrating a main part configuration of a third embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a configuration diagram when the third embodiment of the present invention is limited to three-phase alternating current.
FIG. 14 is an explanatory diagram showing a main part configuration of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a configuration diagram when the fourth embodiment of the present invention is limited to three-phase alternating current.
FIG. 16 is a configuration diagram of a conventional device.
[Explanation of symbols]
SUP AC power supply
REC power diode rectifier
CNV voltage type self-excited power converter
PTC power converter control circuit
Cd DC smoothing capacitor
LOAD load device
Ls AC reactor
La recovery current suppression reactor
PD1, PD3, PD5 Positive power diode
PD2, PD4, PD6 Negative power diode
S1, S3, S5 Positive self-extinguishing element
S2, S4, S6 Negative side self-extinguishing element
D1, D3, D5 Positive high-speed diode
D2, D4, D6 Negative high-speed diode
Ra1, Ra3, Ra5 Positive series resistance (positive high-speed diode potential increasing means)
Ra2, Ra4, Ra6 Negative side series resistance (Negative side high speed diode potential increasing means)
Eo1 Positive-side auxiliary DC voltage source (Positive-side high-speed diode potential increasing means)
Eo2 Negative auxiliary DC voltage source (negative high-speed diode potential increasing means)
Co1 Positive auxiliary DC smoothing capacitor (positive high-speed diode potential increasing means)
Co2 negative auxiliary DC smoothing capacitor (negative high-speed diode potential increasing means)
Ro1, Ro2 discharge resistance
CH1 positive power regeneration circuit
CH2 negative power regeneration circuit
g1 to g6 Gate signal (switching control signal)
INV inverter
M AC motor

Claims

A positive-side power diode PD1 (PD3, PD5) and a negative-side power diode PD2 (PD4, PD6) forming a positive-side arm and a negative-side arm, respectively, are bridge-connected, and are connected to an AC power supply SUP via an AC reactor Ls. A power diode rectifier REC to which an AC terminal is connected;
The positive-side self-extinguishing element S1 (S3, S5) and the negative-side self-extinguishing element S2 (S4, S6) forming the positive-side arm and the negative-side arm are bridge-connected, respectively. (S3, S5) and a negative high-speed diode D1 (D3, D5) and a negative high-speed diode D2 (D4, D6) connected in anti-parallel to the self-extinguishing element S2 (S4, S6), respectively. A voltage-type self-excited power converter CNV having an AC terminal connected to an AC terminal of the power diode rectifier REC via a recovery current suppressing reactor La;
A power converter that outputs switching control signals g1 to g6 to the positive self-extinguishing element S1 (S3, S5) and the negative self-extinguishing element S2 (S4, S6) of the voltage source self-excited power converter CNV. A control circuit PTC;
It is connected between the DC common terminals of the power diode rectifier REC and the voltage type self-excited power converter CNV, and supplies power to the load device LOAD during power running, and receives DC power from the load device LOAD during regeneration. A capacitor Cd;
With
Further, the voltage-type self-excited power converter CNV recovers by the switching operation of each of the positive-side self-extinguishing element S1 (S3, S5) and the negative-side self-extinguishing element S2 (S4, S6). With respect to the current, commutation from the positive high-speed diode D1 (D3, D5) to the positive power diode PD1 (PD3, PD5) and current from the negative high-speed diode D2 (D4, D6) to the negative power diode PD2 (PD4, PD6) In order to promote the commutation to (PD4, PD6), the positive high-speed diode which raises the potentials of the positive high-speed diodes D1 (D3, D5) and the negative high-speed diodes D2 (D4, D6) to the positive side and the negative side, respectively Having diode potential raising means and negative high-speed diode potential raising means,
A hybrid power conversion device characterized by the above-mentioned.

The power converter control circuit PTC controls an applied voltage Vd of the DC smoothing capacitor Cd by controlling an input current Is from the AC power supply SUP.
The hybrid power converter according to claim 1, wherein:

The power converter control circuit PTC controls the input current Is from the AC power supply SUP by adjusting the phase angle φ of the AC side terminal voltage Vc with respect to the voltage Vs of the AC power supply SUP, and controlling the AC current at that time. This is performed by fixed pulse phase control for fixing a pulse pattern for the side terminal voltage Vc.
The hybrid power converter according to claim 2, wherein:

The fixed pulse number of the pulse pattern used for the fixed pulse phase control is one of three pulses, five pulses,
The hybrid power converter according to claim 3, wherein:

The positive-side high-speed diode potential raising means and the negative-side high-speed diode potential raising means include a positive-side series resistor connected in series to the positive-side high-speed diode D1 (D3, D5) and the negative-side high-speed diode D2 (D4, D6). Ra1 (Ra3, Ra5) and negative series resistance Ra2 (Ra4, Ra6).
The hybrid power converter according to any one of claims 1 to 4, characterized in that:

The positive high-speed diode potential raising means and the negative high-speed diode potential raising means are a positive auxiliary DC voltage source Eo1 and a negative auxiliary DC voltage source Eo2.
The hybrid power converter according to any one of claims 1 to 4, characterized in that:

The positive high-speed diode potential raising means and the negative high-speed diode potential raising means are a positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and a negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2.
The hybrid power converter according to any one of claims 1 to 4, characterized in that:

Discharge resistors Ro1 and Ro2 were connected to the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2, respectively.
The hybrid power converter according to claim 7, characterized in that:

A positive power regeneration circuit CH1 and a negative power regeneration circuit CH2 for regenerating the power stored in the positive auxiliary DC smoothing capacitor Co1 and the negative auxiliary DC smoothing capacitor Co2 to the DC smoothing capacitor Cd;
The hybrid power converter according to claim 7, characterized in that: