JP2004072856A

JP2004072856A - Controller for synchronous motor

Info

Publication number: JP2004072856A
Application number: JP2002226879A
Authority: JP
Inventors: Mitsuhiro Shoji; 正治　満博; Takaaki Karikomi; 苅込　卓明
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2002-08-05
Filing date: 2002-08-05
Publication date: 2004-03-04

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a controller for a synchronous motor which improves current responsiveness by suppressing oscillatory components in a current response. <P>SOLUTION: This controller is so constituted as to compute a voltage by an armature winding resistor R as a correction by a PI control unit 2 out of a voltage computed by a voltage equation ä(number 5)equation} in the stationary state of a motor based on a d-axis current command value and a q-axis current command value obtained from a torque command value T* and a rotational speed ψ, to make other voltages have a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value ä(number 6) equation}, to decelerate variation speeds of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value, and to correct the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value after the deceleration by the correction, thus removing oscillatory components from the current response and improving the current responsiveness since the variation speed of the voltage command value is decelerated by a low pass filter. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は同期電動機の制御装置に関し、例えば回転子に永久磁石を備えた三相同期電動機における制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電動機制御装置としては、例えば特開２０００−２２４８８３号公報に記載されているものがある。この従来例ではトルク指令値を満足するｄ軸電流およびｑ軸電流を発生するためのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を算出し、ｄ軸およびｑ軸の実電流とｄ軸およびｑ軸の電流指令値との差から上記電圧指令値をＰＩ（比例積分）制御で補正する構成が記載されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来例においては、電流応答に電動機固有の電気的な振動成分が現れるので、とくにトルク指令値がステップ状に近づくほど振動成分が大きくなり、電流が振動して電流応答が悪いという問題があった。
【０００４】
本発明は上記のごとき従来技術の問題を解決するためになされたものであり、電流応答における振動成分を抑制して電流応答性を向上させた同期電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明においては、トルク指令値に基づいてｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を算出する電圧指令値算出手段と、算出されたｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を入力し、それらの変化速度をそれぞれ緩和して出力するローパスフィルタと、該ローパスフィルタから出力された、変化速度が緩和されたｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値に基づいて、電動機の各相毎の電圧を制御する電圧制御手段とを備えている。つまり、本発明においては、電圧指令値の変化速度をローパスフィルタによって緩和することにより、電流応答から振動成分を除去するように構成している。
【０００６】
【発明の効果】
本発明によれば、電圧指令値の変化速度をローパスフィルタによって緩和するため、電流応答から振動成分を除去することができ、電流応答性を向上させることができる、という効果が得られる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施例を示すブロック図である。
この実施例においては、トルク指令値Ｔ^＊および回転速度ω（電気角速度）から求めたｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に基づいて、電動機の定常状態における電圧方程式〔後記（数５）式〕によって演算される電圧のうち、電機子巻線抵抗Ｒによる電圧はＰＩ制御部２によって補正値として算出し、それ以外の電圧をｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値とし〔後記（数６）式〕、フィルタ部１を用いて、前記ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の変化速度を緩和し、その緩和された後の前記ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を前記補正値によって補正するように構成している。
【０００８】
図１において、フィルタ部１は例えば１次遅れのローパスフィルタで構成し、その特性ｇ_ｆｌｔ（ｓ）は、下記（数１）式で示される。
【０００９】
【数１】

ただし、ｓ：ラプラス演算子
α：ローパスフィルタのカットオフ周波数
また、ＰＩ制御部２（補正値算出手段）におけるＰＩゲインのｄ軸特性ｇ_ｐｉｄ（ｓ）は下記（数２）式で、ｑ軸特性ｇ_ｐｉｑ（ｓ）は下記（数３）式で示される。
【００１０】
【数２】

【００１１】
【数３】

ただし、（数２）式、（数３）式において、比例係数Ｋ_ｐｄ、Ｋ_ｐｑ、積分係数Ｋ_ｉｄ、Ｋ_ｉｑは下記（数４）式で示されるように、電動機のインダクタンスとローパスフィルタのカットオフ周波数αとで関連付けしている。
【００１２】
【数４】

ただし、ｓ：ラプラス演算子
α：ローパスフィルタのカットオフ周波数
Ｌ_ｄｃ、Ｌ_ｑｃ：電動機のインダクタンス（測定値又は推定値）
Ｒ：電動機の電機子巻線抵抗
指令値決定部３では、まず、外部から入力されたトルク指令値Ｔ^＊および現在の回転速度ωを指標として、電流マップ３０１（電流指令値算出手段）を用いてマップ引きによりｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を求める。そして電圧指令値演算部３０２（電圧指令値算出手段）では入力されたｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流ｉ_ｑ ^＊から、下記（数６）式によってｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ’およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ’を演算して出力する。
電動機の定常状態における電圧方程式は、下記（数５）式によって演算されるが、本実施例においては、（数６）式を用いている。（数５）式と（数６）式を比較すれば判るように、（数６）式においては、電動機の電機子巻線抵抗Ｒに相当する項が抜けている。したがって（数６）式で演算されるｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値は電機子巻線抵抗Ｒによる電圧以外の成分であり、電機子巻線抵抗Ｒによる電圧はＰＩ制御部２によるフィードバックループによって補正させるように構成している。
【００１３】
【数５】

【００１４】
【数６】

ただし、ω：電気角速度
φ：磁石による巻線鎖交磁束数
Ｌ_ｄｃ、Ｌ_ｑｃ：制御に用いる電動機のインダクタンス値（測定値又は推定値）
フィルタ部１では、指令値決定部３から出力された（数６）式によるｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ’およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ’を（数１）式のフィルタを通すことにより、下記（数７）式、（数８）式に示すｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ１として出力する。
【００１５】
【数７】

【００１６】
【数８】

一方、座標変換器１０は、電流検出器７で検出した二相の電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖから求めた三相の検出電流（実電流）ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、位置検出器９で検出した検出位置（回転子の回転位相）とに基づいて、ｄ軸電流（磁束電流）ｉ_ｄとｑ軸電流（トルク電流）ｉ_ｑを求める。
【００１７】
ＰＩ制御部２では、指令値決定部３の電流マップ３０１から出力されたｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊と、座標変換器１０から送られたｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑとの差分を増幅し、下記（数９）式、（数１０）式に示す電圧補正値（ｖ_ｄ２、ｖ_ｑ２）を生成する。
【００１８】
【数９】

【００１９】
【数１０】

ただし、Ｋ_ｐｄ、Ｋ_ｐｑ：比例係数
Ｋ_ｉｄ、Ｋ_ｉｑ：積分係数
上記のようにして求められたフィルタ処理後の電圧指令値（ｖ_ｄ１、ｖ_ｑ１）は電圧補正値（ｖ_ｄ２、ｖ_ｑ２）との和を求めることによって補正を行い、補正後の電圧指令値（ｖ_ｄ、ｖ_ｑ）として座標変換器４へ送られる。そして座標変換器４で三相交流ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗに変換され、ＰＷＭ変換器５でＰＷＭ信号に変換される。そのＰＷＭ信号でインバータ６を制御することにより、三相の交流電力を作り、それによって電動機８を駆動する。
【００２０】
次に、作用を説明する。
座標変換器４に入力するｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑは、下記（数１１）式、（数１２）式に示すようになる。
【００２１】
【数１１】

【００２２】
【数１２】

上記（数１１）式、（数１２）の右辺第１項は、ＰＩ制御部２による電圧補正値（ｖ_ｄ２、ｖ_ｑ２）であり、右辺第２項はフィルタ処理後の電圧指令値（ｖ_ｄ１、ｖ_ｑ１）である。
また、過渡応答を含んだ電動機の電圧方程式は下記（数１３）式に示すようになる。
【００２３】
【数１３】

ただし、ω：回転速度（電気角速度）
φ：磁石による巻線鎖交磁束数
Ｒ：電動機の電機子巻線抵抗
Ｌ_ｄｍ、Ｌ_ｑｍ：電動機の実際のインダクタンス値
ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑが前記（数１）式の応答特性を持つとすると、パラメータ誤差が無い場合は、回転速度ωの変化が電流の変化に比べて充分に遅いとすると、（数１１）式の右辺第２項と、（数１２）式の右辺第２項は、誘起電圧分に相当するので、ＰＩフィードバックループからみた電動機の電圧方程式は下記（数１４）式に示すようになる。
【００２４】
【数１４】

（数１４）式の左辺電圧項に（数９）式、（数１０）式を代入し、電流応答について整理すると、下記（数１５）式、（数１６）式に示すようになる。
【００２５】
【数１５】

【００２６】
【数１６】

これを解くと、ＰＩ制御部２におけるＰＩゲインを前記（数４）式のように設計することによって、電流は（数１）式の応答特性が得られることになる。
【００２７】
ここで、電圧指令値演算部３０２で出力するｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ’およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ’を、電機機巻線抵抗Ｒによる電圧を除いた（数６）式で算出する理由について説明する。
仮に、電圧指令値演算部３０２で出力するｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ’およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ’を、（数６）式に代えて電機子巻線抵抗Ｒによる電圧も含めた下記（数１７）式で演算した場合、パラメータ誤差が無く、回転速度の変化が電流に比べて充分に遅いとすると、ＰＩフィードバックループから見た電動機の電圧方程式は下記（数１８）式に示すようになる。
【００２８】
【数１７】

【００２９】
【数１８】

これに（数９）式、（数１０）式を代入し、電流応答について整理すると、下記（数１９）式、（数２０）式に示すようになる。
【００３０】
【数１９】

【００３１】
【数２０】

これを解くと、電流が（数１）式の応答特性を得るためのＰＩゲインは下記（数２１）式に示すようになり、単なるＰゲイン（比例分のみ）となってしまうので、パラメータ誤差や外乱の影響を充分に補正できなくなる。従って、電流応答が（数１）式となり、かつ、電流フィードバックループのゲインをＰＩ（比例積分）とするため、電圧指令値（ｖ_ｄ’、ｖ_ｑ’）は（数６）式によって算出する方が望ましい。
【００３２】
【数２１】

また、主となる構造が電圧オープン制御なので、電動機インダクタンスの推定値または測定値（Ｌ_ｄｃ、Ｌ_ｑｃ）が実際のインダクタンス値（Ｌ_ｄｍ、Ｌ_ｑｍ）に対して誤差を含んでいるような場合でも、電流応答が不安定になることはない。
【００３３】
図２は、本発明の第２の実施例を示すブロック図である。
図１と異なる点は、図１の電圧指令値演算部３０２の代わりに、電圧マップ３０３を備え、トルク指令値Ｔ^＊と回転速度ωから直接に電圧指令値（ｖ_ｄ’、ｖ_ｑ’）を求める点である。
図２において、電圧マップ３０３は、電動機の評価試験の際に、トルク指令値Ｔ^＊と回転速度ωを指標とした、定常運転時のｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑから電機子巻線抵抗Ｒによる電圧を除いた値によるマップとして作成する。このマップを用いてｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ’およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ’を求める。　そして、電機子巻線抵抗Ｒによる電圧は、図１と同様に、ＰＩ制御部２によるフィードバックループを用いて補正させる。
【００３４】
次に、作用を説明する。
図２の回路においては、電動機の評価試験の際、トルク指令値Ｔ^＊と現在の回転速度ωを指標とした、定常運転時のｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑから電機子巻線抵抗Ｒによる電圧を除いた値によって作成した電圧マップ３０３を用いて電圧指令値を求めており、上記電圧マップ３０３には、電流によるインダクタンス値の変動分が含まれるので、パラメータ誤差による電流応答への影響をより少なくすることが出来る。
【００３５】
以下、第１および第２の実施例における制御の実例について説明する。
図３〜図１０は、それぞれステップ入力時の電流応答の一例を示す図であり、図３〜図６は本発明における特性、図７〜図１０は比較のために示した従来例および他の参考例の特性である。
従来例においては、図７に示すように、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流ｉ_ｑ ^＊が実線で示すようにステップ状に変化した場合、実際のｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑは破線で示すように大きく振動する。また、ｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑは図示のようにステップ状に変化し、かつ振動する。
また、図８は、従来例において、ＰＩフィードバックループのゲインを出来るだけ大きくした場合の特性である。この場合には図７よりは少ないが、やはり振動が残っている。従来例において、電動機に固有の電気的振動成分のような、周波数が大きい電流誤差を補正するためには、ＰＩフィードバックループのゲインを充分に大きくしなくてはならないが、ＰＩゲインを大きくするに従って、ノイズまで増幅してしまう。実際の制御は離散系なので、電流応答速度には制御周期による限界があり、図７、図８からも判るように、充分に振動を抑制できない。
【００３６】
これに対して、本発明においては、図３に示すように、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流ｉ_ｑ ^＊が実線で示すようにステップ状に変化した場合、実際のｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑは破線で示すように時間遅れをもって滑らかに変化し、振動することはない。また、ｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑも滑らかに変化し、振動することはない。つまり、電流応答から振動成分が完全に除去され、滑らかな１次遅れの応答となる。
【００３７】
また、図４は、本発明において、カットオフ周波数αを図７の２０倍の値に設定した場合の特性である。この場合には、実際のｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑの変化が、かなりｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流ｉ_ｑ ^＊の変化に近づいているが、やはり振動は生じていない。
上記のように、電流の応答周波数はα［ｒａｄ／ｓ］となり、制御周期による電流応答速度の限界の範囲内あるいはノイズの増幅による悪影響が出ない範囲内で自由に決めることができる。
【００３８】
また、図５、図６は、本発明において、制御に用いる推定インダクタンス値（Ｌ_ｄｃ、Ｌ_ｑｃ）が、実際のインダクタンス値（Ｌ_ｄｍ、Ｌ_ｑｍ）に対して誤差を含んでいる場合の特性例であり、図５は「Ｌ_ｄｍ＝Ｌ_ｄｃ×１．１、Ｌ_ｑｍ＝Ｌ_ｑｃ×０．９」の誤差を含んでいる場合、図６は「Ｌ_ｄｍ＝Ｌ_ｄｃ×１．１、Ｌ_ｑｍ＝Ｌ_ｑｃ×１．１」の誤差を含んでいる場合の特性を示す。
図５、図６から判るように、制御に用いる推定インダクタンス値（Ｌ_ｄｃ、Ｌ_ｑｃ）が、実際のインダクタンス値（Ｌ_ｄｍ、Ｌ_ｑｍ）に対して誤差を含んでいる場合でも、電流応答が振動的になったり、発振することはない。
【００３９】
また、図９、図１０は、電圧指令値に１次遅れのフィルタを使用した場合であって、フィルタのカットオフ周波数とＰＩフィードバックループのゲインとに関連づけをしない構成の場合の特性例を示す。この場合には電流応答に振動が残っている。
【００４０】
以上説明したように、本発明においては、電圧指令値の変化速度をローパスフィルタによって緩和するため、電流応答から振動成分を除去することができ、電流応答性を向上させることができる。
また、電流指令値と実電流の差から、ローパスフィルタを介して出力された電圧指令値を補正するため、各相の電機子巻線抵抗による電圧を補正することができる。
また、電流応答周波数をローパスフィルタのカットオフ周波数α（ｒａｄ／ｓ）とすることができ、所望の応答周波数に設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例のブロック図。
【図２】本発明の第２の実施例のブロック図。
【図３】本発明におけるステップ入力時の電流応答その１。
【図４】本発明におけるステップ入力時の電流応答その２。
【図５】本発明におけるステップ入力時の電流応答その３。
【図６】本発明におけるステップ入力時の電流応答その４。
【図７】従来技術におけるステップ入力時の電流応答。
【図８】従来技術におけるＰＩゲインを大きくした場合のステップ入力時の電流応答。
【図９】電圧指令値に１次遅れのフィルタを使用した場合におけるステップ入力時の電流応答その１。
【図１０】電圧指令値に１次遅れのフィルタを使用した場合におけるステップ入力時の電流応答その２。
【符号の説明】
１…フィルタ部　　　　　　　　　　２…ＰＩ制御部
３…指令値決定部　　　　　　　　　４…座標変換器
５…ＰＷＭ変換器　　　　　　　　　６…インバータ
７…電流検出器　　　　　　　　　　８…電動機
９…位置検出器　　　　　　　　　１０…座標変換器
１１…速度演算器　　　　　　　　３０１…電流マップ
３０２…電圧指令値演算部　　　　　３０３…電圧マップ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for a synchronous motor, and for example, to a control technique for a three-phase synchronous motor having a permanent magnet on a rotor.
[0002]
[Prior art]
As a conventional motor control device, there is one described in, for example, JP-A-2000-224883. In this conventional example, a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value for generating a d-axis current and a q-axis current satisfying a torque command value are calculated, and actual d-axis and q-axis currents and d-axis and q-axis current values are calculated. A configuration is described in which the voltage command value is corrected by PI (proportional integration) control from a difference from a shaft current command value.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional example, since an electric vibration component inherent to the motor appears in the current response, the vibration component increases particularly as the torque command value approaches a step shape, and the current oscillates and the current response is poor. there were.
[0004]
The present invention has been made in order to solve the problems of the prior art as described above, and an object of the present invention is to provide a synchronous motor control device in which a vibration component in a current response is suppressed to improve a current response. .
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value are calculated based on a torque command value, and a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value are input. A low-pass filter that alleviates the speed of change, and outputs a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value output from the low-pass filter, the speed of change of which is reduced. Voltage control means for controlling the voltage. In other words, the present invention is configured to remove the vibration component from the current response by relaxing the change speed of the voltage command value by the low-pass filter.
[0006]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the rate of change of the voltage command value is reduced by the low-pass filter, the vibration component can be removed from the current response, and the current response can be improved.
[0007]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
In this embodiment, based on the d-axis current command value and the q-axis current command value obtained from the torque command value T ^* and the rotational speed ω (electrical angular speed), a voltage equation in a steady state of the motor [Equation 5] Expression], the voltage due to the armature winding resistance R is calculated as a correction value by the PI control unit 2, and the other voltages are set as the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value [ Expression 6)], the change rate of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value is relaxed using the filter unit 1, and the relaxed d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are relaxed. Is corrected by the correction value.
[0008]
In FIG. 1, the filter unit 1 is constituted by, for example, a first-order lag low-pass filter, and its characteristic g _flt (s) is expressed by the following (Equation 1).
[0009]
(Equation 1)

Here, s: Laplace operator α: Cut-off frequency of the low-pass filter Further, the d-axis characteristic g _pid (s) of the PI gain in the PI control unit 2 (correction value calculating means) is expressed by the following (Equation 2), and the q-axis The characteristic g _piq (s) is expressed by the following (Equation 3).
[0010]
(Equation 2)

[0011]
[Equation 3]

However, in the equations (2) and (3), the proportional coefficients K _pd , K _pq , the integral coefficients K _id , and K _iq are, as shown in the following equation (4), the inductance of the motor and the low pass filter. It is associated with the cutoff frequency α.
[0012]
(Equation 4)

Where s: Laplace operator α: Cut-off frequency L _dc , L _{qc of} low-pass filter: inductance of motor (measured value or estimated value)
R: The armature winding resistance command value determination unit 3 of the motor first uses the current map 301 (current command value calculation means) using the torque command value T ^* input from outside and the current rotation speed ω as indices. Then, a d-axis current command value _id ^* and a q-axis current command value _iq ^* are obtained by map drawing. Then, the voltage command value calculation unit 302 (voltage command value calculation means) uses the d-axis current command value _id ^* and the q-axis current _iq ^* to input a d-axis voltage command value v _d ′ according to the following (Equation 6). And the q-axis voltage command value v _q ′ is calculated and output.
The voltage equation in the steady state of the motor is calculated by the following equation (5). In this embodiment, the equation (6) is used. As can be seen by comparing Expressions (5) and (6), in Expression (6), a term corresponding to the armature winding resistance R of the motor is missing. Therefore, the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value calculated by Expression (6) are components other than the voltage by the armature winding resistance R, and the voltage by the armature winding resistance R is determined by the PI control unit 2. It is configured to correct by a feedback loop.
[0013]
(Equation 5)

[0014]
(Equation 6)

However, omega: electrical angular phi: winding flux linkage L _dc by the _{magnet, L} _qc: inductance of the motor used in the control (measurements or estimates)
In the filter unit 1, the d-axis voltage command value v _d ′ and the q-axis voltage command value v _q ′ output from the command value determination unit 3 according to the formula (6) are passed through the filter of the formula (1). The q-axis voltage command value v _d1 and the q-axis voltage command value v _q1 shown in the following equations (7) and (8) are output.
[0015]
(Equation 7)

[0016]
(Equation 8)

On the other hand, the coordinate converter 10, a current detector 7 biphasic currents _i u detected by the detection current (actual _current) of the three-phase obtained from _{i v} i _u, i v, and _{i w,} the position detector 9 Then, a d-axis current (magnetic flux current) _id and a q-axis current (torque current) _iq are obtained based on the detection position (rotational phase of the rotor) detected in (1).
[0017]
In the PI control unit 2, the d-axis current command value _id ^* and the q-axis current command value _iq ^* output from the current map 301 of the command value determination unit 3 and the d-axis current i by amplifying a difference between the _d and q-axis current _{i q,} the following equation (9), generates a voltage correction value shown in equation (10) _(v _{d2, v q2).}
[0018]
(Equation 9)

[0019]
(Equation 10)

Here, K _pd , K _pq : proportionality coefficient K _id , K _iq : integration coefficient The voltage command values (v _d1 , v _q1 ) after the filtering process obtained as described above are the voltage correction values (v _d2 , v _q2). ) Is calculated, and the correction is performed, and the corrected voltage command value (v _d , v _q ) is sent to the coordinate converter 4. Then, they are converted into three-phase alternating currents v _u , v _v , v _w by the coordinate converter 4 and converted into PWM signals by the PWM converter 5. By controlling the inverter 6 with the PWM signal, three-phase AC power is generated, thereby driving the electric motor 8.
[0020]
Next, the operation will be described.
The d-axis voltage v _d and the q-axis voltage v _q input to the coordinate converter 4 are as shown in the following equations (11) and (12).
[0021]
[Equation 11]

[0022]
(Equation 12)

The first term on the right side of Equation (11) and Equation (12) is a voltage correction value (v _d2 , v _q2 ) by the PI control unit 2, and the second term on the right side is a voltage command value (v _d1 , _vq1 ).
The voltage equation of the motor including the transient response is as shown in the following equation (13).
[0023]
(Equation 13)

Where ω: rotation speed (electrical angular velocity)
phi: winding flux linkage number R by the magnet armature winding of the motor resistance L _{dm, L} _qm: actual inductance value d-axis current i _d and the q-axis current i _q of the motor the (number 1) of If there is no parameter error, assuming that there is no parameter error, assuming that the change in rotation speed ω is sufficiently slower than the change in current, the second term on the right side of equation (11) and the equation (12) Since the second term on the right side corresponds to the induced voltage, the voltage equation of the motor viewed from the PI feedback loop is as shown in the following equation (14).
[0024]
[Equation 14]

The equations (9) and (10) are substituted for the left-hand side voltage term of the equation (14), and the current response is arranged as shown in the following equations (15) and (16).
[0025]
[Equation 15]

[0026]
(Equation 16)

When this is solved, by designing the PI gain in the PI control unit 2 as in the above equation (4), the current can obtain the response characteristic of the equation (1).
[0027]
Here, the d-axis voltage command value v _d ′ and the q-axis voltage command value v _q ′ output by the voltage command value calculation unit 302 are calculated by the following Equation (6) excluding the voltage due to the electric machine winding resistance R. The reason will be described.
Suppose that the d-axis voltage command value v _d ′ and the q-axis voltage command value v _q ′ output by the voltage command value calculation unit 302 include the voltage obtained by the armature winding resistance R in place of the equation (6). Assuming that there is no parameter error and that the change in the rotation speed is sufficiently slower than the current when the calculation is performed using Expression (17), the voltage equation of the motor viewed from the PI feedback loop is as shown in Expression (18) below. become.
[0028]
[Equation 17]

[0029]
(Equation 18)

The equations (9) and (10) are substituted into this, and the current response is arranged as shown in the following equations (19) and (20).
[0030]
[Equation 19]

[0031]
(Equation 20)

When this is solved, the PI gain for obtaining the response characteristic of the equation (Equation 1) becomes as shown in the following Equation (21) and becomes a mere P gain (only the proportional component). And the effect of disturbance cannot be sufficiently corrected. Therefore, in order to make the current response be a formula (Equation 1) and set the gain of the current feedback loop to PI (proportional integration), the voltage command values (v _d ′, v _q ′) are calculated by the formula (Formula 6). Is more desirable.
[0032]
(Equation 21)

Further, since the main structure is the voltage open control, the estimated value or the measured value (L _dc , L _qc ) of the motor inductance includes an error with respect to the actual inductance value (L _dm , L _qm ). However, the current response does not become unstable.
[0033]
FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
1 is different from FIG. 1 in that a voltage map 303 is provided instead of the voltage command value calculator 302, and voltage command values (v _d ′, v _q ′) are directly obtained from the torque command value T ^* and the rotation speed ω. It is a point which seeks.
In FIG. 2, a voltage map 303 shows an armature winding based on a d-axis voltage v _d and a q-axis voltage v _q in a steady operation, using a torque command value T ^* and a rotation speed ω as indices during an evaluation test of the motor. It is created as a map based on the value excluding the voltage due to the line resistance R. The d-axis voltage command value v _d ′ and the q-axis voltage command value v _q ′ are obtained using this map. Then, the voltage due to the armature winding resistance R is corrected using a feedback loop by the PI control unit 2 as in FIG.
[0034]
Next, the operation will be described.
In the circuit of Figure 2, when the evaluation test of the electric motor, the torque command value T ^* and the current rotation speed ω as an index, the armature winding from the d-axis voltage v _d and the q-axis voltage v _q in the steady operation The voltage command value is obtained by using the voltage map 303 created by the value excluding the voltage due to the resistance R. Since the voltage map 303 includes the variation of the inductance value due to the current, the voltage command value is calculated based on the parameter error. Can be further reduced.
[0035]
Hereinafter, an example of control in the first and second embodiments will be described.
3 to 10 are diagrams each showing an example of a current response at the time of step input. FIGS. 3 to 6 show characteristics in the present invention, and FIGS. 7 to 10 show a conventional example and another example shown for comparison. This is a characteristic of the reference example.
In the conventional example, as shown in FIG. 7, when the d-axis current command value _id ^* and the q-axis current _iq ^* change stepwise as shown by a solid line, the actual d-axis current _id and the q-axis current The current _iq vibrates greatly as shown by the broken line. Further, d-axis voltage v _d and the q-axis voltage v _q varies as shown in steps, and vibrates.
FIG. 8 shows the characteristics of the conventional example when the gain of the PI feedback loop is increased as much as possible. In this case, vibration is still left, though less than in FIG. In the conventional example, in order to correct a current error having a large frequency, such as an electric vibration component inherent to a motor, the gain of the PI feedback loop must be sufficiently increased. , It amplifies even noise. Since the actual control is a discrete system, the current response speed is limited by the control cycle, and as can be seen from FIGS. 7 and 8, vibration cannot be sufficiently suppressed.
[0036]
On the other hand, in the present invention, as shown in FIG. 3, when the d-axis current command value _id ^* and the q-axis current _iq ^* change stepwise as shown by the solid line, the actual d-axis current i _d and the q-axis current i _q changes smoothly with time as shown by the broken line delay, it does not vibrate. Further, d-axis voltage v _d and the q-axis voltage v _q also changes smoothly and does not vibrate. That is, the vibration component is completely removed from the current response, and a smooth first-order response is obtained.
[0037]
FIG. 4 shows the characteristics when the cutoff frequency α is set to a value 20 times that of FIG. 7 in the present invention. In this case, the changes in the actual d-axis current _id and the q-axis current _iq are quite close to the changes in the d-axis current command value _id ^* and the q-axis current _iq ^* , but vibration still occurs. Not.
As described above, the response frequency of the current is α [rad / s], and can be freely determined within the range of the limit of the current response speed due to the control cycle or within the range in which the adverse effect due to noise amplification does not occur.
[0038]
FIGS. 5 and 6 show characteristics in the case where the estimated inductance values (L _dc , L _qc ) used for control include an error with respect to the actual inductance values (L _dm , L _qm ) in the present invention. FIG. 5 shows an example in which an error “L _dm = L _dc × 1.1, L _qm = L _qc × 0.9” is included, and FIG. 6 shows an example in which “L _dm = L _dc × 1.1, A characteristic in a case where an error of “L _qm = L _qc × 1.1” is included is shown.
As can be seen from FIGS. 5 and 6, even when the estimated inductance values (L _dc , L _qc ) used for the control include an error with respect to the actual inductance values (L _dm , L _qm ), the current response is low. It does not vibrate or oscillate.
[0039]
FIG. 9 and FIG. 10 show characteristic examples in the case where a first-order lag filter is used for the voltage command value and the cut-off frequency of the filter is not related to the gain of the PI feedback loop. . In this case, oscillation remains in the current response.
[0040]
As described above, in the present invention, since the rate of change of the voltage command value is reduced by the low-pass filter, the vibration component can be removed from the current response, and the current response can be improved.
Further, since the voltage command value output via the low-pass filter is corrected based on the difference between the current command value and the actual current, the voltage due to the armature winding resistance of each phase can be corrected.
Further, the current response frequency can be set to the cutoff frequency α (rad / s) of the low-pass filter, and can be set to a desired response frequency.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 shows a current response at the time of step input in the present invention.
FIG. 4 shows a current response at the time of a step input in the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating a current response at the time of step input according to the present invention;
FIG. 6 shows a current response at the time of step input in the present invention.
FIG. 7 shows a current response at the time of a step input in the related art.
FIG. 8 shows a current response at the time of a step input when the PI gain is increased in the prior art.
FIG. 9 shows a current response at the time of a step input when a first-order lag filter is used for a voltage command value.
FIG. 10 shows a current response at the time of step input when a first-order lag filter is used for a voltage command value, part 2;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Filter part 2 ... PI control part 3 ... Command value determination part 4 ... Coordinate converter 5 ... PWM converter 6 ... Inverter 7 ... Current detector 8 ... Electric motor 9 ... Position detector 10 ... Coordinate converter 11 ... Speed calculation Unit 301 current map 302 voltage command value calculation unit 303 voltage map

Claims

Voltage command value calculation means for calculating a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value based on the torque command value;
A low-pass for inputting the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value calculated by the voltage command value calculation means, and outputting the input d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value while reducing the changing speed thereof Filters and
Voltage control means for controlling the voltage of each phase of the electric motor based on the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value output from the low-pass filter and having a reduced change speed,
A control device for a synchronous motor, comprising:

Current command value calculating means for calculating a d-axis current command value and a q-axis current command value based on the torque command value;
An actual current detecting means for detecting a current flowing in each phase of the motor and detecting an actual current value on the d-axis and the q-axis;
Based on the d-axis current command value and the q-axis current command value calculated by the current command value calculating means, and the d-axis and q-axis actual current values detected by the actual current detecting means, the low-pass filter Correction value calculation means for calculating correction values of the output d-axis voltage command value and q-axis voltage command value;
Correction means for correcting the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value output from the low-pass filter based on the correction value calculated by the correction value calculation means;
The control device for a synchronous motor according to claim 1, further comprising:

A current map for obtaining a d-axis current command value and a q-axis current command value based on the torque command value and the rotation speed of the motor;
A voltage command value calculation unit that calculates a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value based on the d-axis current command value and the q-axis current command value from the current map;
A low-pass for inputting a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value calculated by the voltage command value calculation unit, and outputting the input d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value while reducing the changing speed thereof; Filters and
An actual current detecting means for detecting a current flowing in each phase of the motor and detecting an actual current value on the d-axis and the q-axis;
Based on the d-axis current command value and the q-axis current command value obtained by the current map and the d-axis and q-axis actual current values detected by the actual current detecting means, Correction value calculating means for calculating correction values for the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value output from the low-pass filter;
Correction means for correcting the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value output from the low-pass filter based on the correction value calculated by the correction value calculation means; and the corrected d-axis voltage command value and q Voltage control means for controlling the voltage of each phase of the motor based on the shaft voltage command value,
A control device for a synchronous motor, comprising:

A current map for obtaining a d-axis current command value and a q-axis current command value based on the torque command value and the rotation speed of the motor;
A voltage map for obtaining a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value based on the torque command value and the rotation speed of the electric motor;
A low-pass filter that inputs the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value obtained by the voltage map, and outputs the reduced d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value while reducing the changing speed of each of the input d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value;
An actual current detecting means for detecting a current flowing in each phase of the motor and detecting an actual current value on the d-axis and the q-axis;
Based on the d-axis current command value and the q-axis current command value obtained by the current map and the d-axis and q-axis actual current values detected by the actual current detecting means, Correction value calculating means for calculating correction values for the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value output from the low-pass filter;
Correction means for correcting the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value output from the low-pass filter based on the correction value calculated by the correction value calculation means; and the corrected d-axis voltage command value and q Voltage control means for controlling the voltage of each phase of the motor based on the shaft voltage command value,
A control device for a synchronous motor, comprising:

The low pass filter has a characteristic g _flt (s) of g _flt (s) = α / (s + α).
Represented by
The correction value calculating means determines that the d-axis characteristic g _pid (s) and the q-axis characteristic g _piq (s) are g _pid (s) = (K _pd s + K _id ) / s
g _piq (s) = (K _pq s + K _iq ) / s
The control device for a synchronous motor according to any one of claims 2 to 4, wherein:
However,
K _pd = αL _dc , K _pq = αL _qc , K _id = αR, K _iq = αR
s: Laplace operator α: cut-off frequency L _dc , L _{qc of} low-pass filter: inductance of motor R: armature winding resistance of motor