EP2992595A1 - Umrichteranordnung mit parallel geschalteten mehrstufen-umrichtern sowie verfahren zu deren steuerung - Google Patents

Umrichteranordnung mit parallel geschalteten mehrstufen-umrichtern sowie verfahren zu deren steuerung

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EP2992595A1
EP2992595A1 EP14730120.4A EP14730120A EP2992595A1 EP 2992595 A1 EP2992595 A1 EP 2992595A1 EP 14730120 A EP14730120 A EP 14730120A EP 2992595 A1 EP2992595 A1 EP 2992595A1
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EP
European Patent Office
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voltage
stage
inverter
converter
control unit
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP14730120.4A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Martin Pieschel
Wolfgang HÖRGER
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP2992595A1 publication Critical patent/EP2992595A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output

Definitions

  • the invention relates to a converter arrangement with a plurality of multi-stage converters each having a series connection of two-pole submodules, wherein each of the multistage inverters has an AC terminal on which a step-shaped voltage waveform can be generated, and the multi-stage inverters are connected in parallel via their AC voltage terminals.
  • the invention relates to a method for controlling the converter arrangement.
  • a modular multi-stage inverter of the type mentioned is disclosed, wherein the multi-stage inverter is connected via its AC voltage terminals with three phases of an AC network.
  • Each of the three AC terminals of the multistage inverter is associated with two branches of two-pole submodules connected in series.
  • Each submodule includes controllable electronic switches and an energy storage. The controllable electronic switches are connected in series to form a series circuit, the series circuit being connected in parallel to the energy store.
  • the multistage converter can generate a step-shaped periodic alternating voltage with predetermined frequency and amplitude.
  • Series switched submodules also defines the number N of generatable (positive or negative) voltage levels at the AC output of the respective multi-stage inverter. Disadvantageous in the use of such multi-stage inverter always turn out to be the resulting from the step shape of the output AC voltage generated harmonics (network perturbations). In some cases, the harmonics can lead to system resonance and thus to current and / or voltage fluctuations. overloading, so that consumers may be affected.
  • HVDC high voltage DC transmission
  • stub lines it is advantageous to operate several such multi-stage inverters in parallel, with the multi-stage inverters connected in parallel connected to a multi-phase busbar.
  • VSC Diode-Clamped Voltage Source Converter
  • MMC Modular Multilevel Inverter
  • Coupled Inductors ";. IEEE Transactions on Power Electro ⁇ nics, Vol 24, May 2009 using special
  • the object of the present invention is therefore to propose a method for controlling the converter arrangement with a multiplicity of multi-stage converters in which the proportion of the harmonics of the output alternating voltage is reduced.
  • the object is achieved in that the voltage profile at the AC voltage terminal of a second multi-stage inverter with respect to the voltage waveform at the AC voltage terminal of a first multi-stage inverter is offset in time.
  • the converter arrangement comprises means for the time delay of the AC voltage fau ⁇ fes at least one multi-stage inverter against the AC voltage waveform of another multi-stage inverter.
  • the temporal offset of the voltage waveforms resulting in ⁇ OF INVENTION means that the harmonics of the ER from the step shape of the multi-stage converters have produced alternating voltage, superimpose in such a way that they are at least partially extinguished.
  • a switching frequency of the multi-stage inverter it corresponds to the reciprocal of the period of the clock signal, be reduced so far that the resulting harmonics are below a limit to be met. This reduces the operating losses of the individual multistage inverters.
  • the method according to the invention is suitable both for use in HVDC systems and in reactive power compensation in AC networks.
  • a dedicated central control unit supplies control signals to the multistage inverters.
  • the central control unit transmits to the first multistage inverter an instantaneous and to the second multistage inverter a control signal delayed by a differential time.
  • the difference time is predetermined as a function of the number N of generatable voltage stages and of a time interval TA between two successive drive signals.
  • the central control unit predefines both a drive clock and an inverter voltage to be set to each of the multistage inverters.
  • the converter voltage specification can be implemented, for example, by means of phase-shifted pulse width modulation in a corresponding control of the multi-stage inverter.
  • the predetermined drive timing may be in the form of a peri odic ⁇ carrier signal.
  • the pulse width modulation for controlling the individual submodules of the multistage inverters then suitably comprises a displacement of the carrier signal by a predetermined phase angle.
  • the converter arrangement comprises more than two multistage inverters, all the multistage inverters, with the exception of the first multistage inverter, are preferably triggered with a delay. If the drive signal to the second multi-stage inverter is delayed by the differential time, so for example, the drive signal to a third multi-stage inverter by twice the differential time, to a fourth Mergen inverter by the threefold difference time, etc., be delayed.
  • the converter arrangement comprises means for the time delay of the step-shaped alternating voltage curve of at least one multi-stage converter in relation to the alternating voltage curve of a further multi-stage converter.
  • the multi-stage converters each comprise a control unit which, for example, in the form of a module management system.
  • gement Systems MMS can be formed.
  • Umrichteranorndung further preferably has a central STEU ⁇ unit for providing control signals to the control units.
  • the central control unit is equipped with one or more delay elements, so that the control signals by means of the delay elements are temporally delayed.
  • each control unit is responsible for converting the predetermined voltage to the
  • the multi-stage converters are connected via a Kop ⁇ pelinduktrios with a busbar.
  • the Kop ⁇ pelinduktrise can be designed as a throttle for reducing high ⁇ frequency currents.
  • the busbar is connected to an AC voltage network.
  • the alternating voltage network is a three-phase network.
  • Each multi-stage inverter is connected to three busbars, each busbar corresponding to one phase of the network.
  • the two-pole submodules are designed as half-bridges ⁇ circuits or full bridge circuits.
  • the invention will be further explained below with reference to FIGS. 1 to 7.
  • FIG. 1 shows the schematic structure of a converter arrangement according to the invention
  • FIG. 2 shows a time delay of drive signals according to the invention in a schematic representation
  • FIGS. 3 and 4 show exemplary embodiments of multi-stage converters of the converter arrangement according to the invention in a schematic representation
  • Figures 5 and 6 each show an embodiment of a
  • FIG. 7 shows an example of a simulation of the converter arrangement according to the invention in a schematic representation
  • FIG. 8 shows a controlled system of the simulation
  • FIG. 9 shows an arrangement for controlling the
  • Multi-stage converter according to the simulation of Figures 5 and 6 in a schematic representation.
  • the inverter assembly 1 shown comprises a plurality of parallel-connected multi-stage inverters 2. Each of the multi-stage inverter 2 has an AC voltage terminal 21. The multi-stage inverter 2 are connected via their AC voltage terminal 21 and a coupling inductance 4 to a busbar 5 ⁇ .
  • the bus bar 5 is in turn connected to a Wech ⁇ selpressivesnetz 6, for example a phase of a Dreipha ⁇ sennetzes.
  • Each of the multi-stage converters 2 comprises a control unit 22 which is used to convert a voltage specification of a central control unit 3 into a control of the multi-stage converters 2 are provided.
  • the central control unit 3 has means 31 for generating the voltage specification and a unit 32 for generating a drive signal.
  • Each of the multi-stage inverters 2 receives from the central
  • Control unit 3 the current setpoint input and the drive signal, which is designed as a periodic clock carrier signal.
  • the drive signal of a first multi-stage inverter is instantaneous and the drive signal of a further multi-stage inverter with respect to the instantaneous drive signal offset in time.
  • the drive signals of all multi-stage converters are each delayed by a differential time except for the first multi-stage converter, all differential times being different from one another.
  • the respective drive signal and the current setpoint input are converted into a control of the semiconductor switches 71 (compare FIGS. 5, 6) of the multistage converter 2. Due to the delay of the drive signals, the resulting alternating voltage profiles at the AC voltage terminals 21 of the multistage inverters 2 are offset in time from one another.
  • each multistage converter 2 has DC voltage connections 23 for connection to a respective negative and a positive voltage pole or a ground connection.
  • the multi-stage converters 2 may be preferred as modular
  • Multi-stage inverter (MMC) be set up (see Figures 3, 4).
  • the unit 32 for generating the drive signal (see. Fig. 1) comprises a clock generator 321.
  • the generated by the clock generator 321 drive signal is instantaneously sent to the control unit ⁇ 22A of the first multi-level inverter.
  • the non-delayed drive signal is fed to a ⁇ ers th delay element 33A, by means of which the on ⁇ control signal is delayed.
  • the control unit 22B thus receives the drive signal delayed by the delay element 33A.
  • the drive signal delayed by the delay element 33A is forwarded to the delay element 33B.
  • the control unit 22C receives the drive signal twice delayed by the two delay elements 33A and 33B.
  • the construction of the multi-stage converter 2 according to two embodiments is shown schematically in FIGS. 3 and 4. These multistage converters known from the prior art can preferably be used in the converter arrangement 1 according to the invention. However, the invention is not limited to the exclusive use of the shown multi-stage inverter.
  • the multi-stage converter 2 of Figure 3 comprises three AC voltage terminals LI, L2, L3.
  • the AC terminals LI, L2, L3 is the multi-stage inverter 2 to a
  • the multi-stage inverter shown in Figure 3 can be used as a rectifier or as an inverter.
  • the multi-stage converter 2 further comprises six branches Z, each having a series connection of N identical bipolar submodules 7 and an inductance 24. Each of the branches Z is connected to either a positive bus bar SP or a negative bus bar SN.
  • the potential difference between the two terminals 73 of each two-pole submodule 7 is referred to as a submodule terminal voltage.
  • Each submodule 7 can assume a first switching state in which the associated submodule terminal voltage is equal to zero; and assume a second switching state in which the submodule Terminal voltage is equal to a non-zero value.
  • k of the submodules 7 connected in series between the positive busbar SP and the negative busbar SN can thus be switched to the second switching state; the remaining Nk submodules are switched to the first switching state.
  • the potential at the connection LI which is for example defined as a potential difference to the busbar SN is then proportional to the number of the branch lying in the Z between LI and SN subsystems that are located in the second Druckzu ⁇ stand.
  • the number of maximum producible (positive or negative) voltage levels between LI and SN (or SP) is thus equal to the number N of series-connected submodules 7 in a corresponding branch Z.
  • FIG. 4 shows a further embodiment of the multistage converter 2.
  • the multistage converter 2 of FIG. 4 has three branches Z of submodules 7 connected in series. In this case, the three AC voltage terminals LI, L2, L3 are connected to each other via the three branches Z in a triangular circuit.
  • the multi-stage converter 2 of Figure 4 is preferably used for reactive power compensation of a three-phase alternating current network.
  • the submodule 7 of Figure 5 is implemented as a half-bridge circuit and comprises two terminals 73, two controllable electronic ⁇ specific switch 711, 712 as well as an energy storage device 72.
  • the two controllable electronic switches 711, 712 are connected in series to form a series circuit.
  • the series connection of the electronic switches 711, 712 is connected in parallel to the energy store 72.
  • the controllable electronic switches 711, 712 are realized by semiconductors such as IGBT or MOS-FET.
  • Each of the controllable electronic switches 711, 712, a diode 74 is connected in anti-parallel.
  • the anti-parallel diodes 74 may be discrete components or integrated in the semiconductor structure of the controllable electronic switches 711, 712.
  • the energy storage 72 is a storage capacitor or a
  • Capacitor battery realized from several storage capacitors.
  • the first switching state of the submodule 7 is charac ⁇ characterized in that the electronic switch 712 is turned on, while the electronic switch 711 is turned off. If the electronic switch 711 turned on, currency ⁇ rend the electronic switch 712 is turned off, so loading the submodule 7 is in the second switching state in which substantially decreases to the sub-module terminals 73, the voltage of the energy storage 72nd If both electronic scarf ⁇ ter 711, off 712, so it is ensured that in an outer case of an error (for example, Klemmenkurz- circuit) undesirable energy is released.
  • an error for example, Klemmenkurz- circuit
  • the two pole submodule 7 is realized with the two terminals 73 as a full-bridge ⁇ .
  • the submodule 7 of FIG. 6 comprises two series circuits of electronic switches 71, each having an antiparallel diode 74 associated therewith. Parallel to the two series circuits, an energy storage 72 is connected in the form of a storage capacitor or a capacitor bank. Similar to FIG. 5, the first and the second switching state of the submodule 7 can also be generated in the case of the full bridge of FIG. 6 by switching the electronic switches 74 on and off. In addition, the submodule 7 as a full bridge can also generate a negative switching state.
  • the multi-stage frequency converter 2 and the sub-modules 7 comprise no further components, such as examples, not shown in the figures play Messvorrichtun ⁇ gen.
  • FIG. 7 schematically shows a test setup for simulating the method according to the invention for controlling the converter arrangement 1.
  • the Umrichteranorndung 1 three three-stage inverter 2A, 2B, 2C.
  • the multi-stage inverters 2A, 2B, 2C are connected in parallel via their AC voltage terminals 21.
  • a current setpoint input 31 is routed via a branch at a node K to the parallel-connected multistage inverters 2A, 2B, 2C.
  • a step-shaped voltage profile ⁇ is generated at each of the AC terminals, saiddersverläu- fe are staggered in time.
  • the three voltage curves are added in a summing 8 and compared with the individual voltage curves, the comparison is visualized in a means of representation.
  • the current controller 11 is designed as a PI controller realized.
  • the current setpoint is converted by the PI controller in a Umrichterschreibsvorgabe to ⁇ .
  • the control unit of the multi-stage converter 2 ver ⁇ operates the inverter voltage specification and converts it with ⁇ means of a phase-shifted pulse width modulation (phase-shifted PWM) in switching commands for the electronic switches of the submodules.
  • the resulting voltage is output to the output 12 of the controlled system, wherein the voltage by means of the coupling inductance 4, the inductance in the present example 636.7 ⁇ and their ohmic resistance is about 1 mOhm further adjusted.
  • FIG. 9 shows a schematic representation of the phase-shifted pulse width modulation of the simulated embodiment of FIGS. 7 and 8.
  • Pulse width modulation is performed accordingly for each of the three multi-stage inverters 2A, 2B, 2C.
  • the multi-stage inverter 2A, 2B, 2C comprises two sub-modules in each branch Z. Das
  • the method of driving can be extended to any larger number of submodules.
  • a clock carrier signal of the drive is generated by means of a sawtooth generator and sent to a first delay element 15.
  • the first delay element 15 delays the clock ⁇ carrier signal according to the following rule:
  • the clock signal for the multi-stage inverter 2A is not delayed;
  • the clock carrier signal for the multi-stage inverter 2B is delayed by a differential time;
  • the timing carrier signal for the multi ⁇ gradually inverter 2C by twice the difference time delay ver ⁇ .
  • the sawtooth clock carrier signal in this case has a frequency of 1 kHz.
  • the difference time is 83.3 ⁇ 3.
  • the clock carrier signal is then forwarded to the first submodule without further delay, which is indicated in Figure 9 by a first branch ZI.
  • the clock carrier signal to the second submodule is passed via a second branch Z2 to a second delay element 16, so that the second submodule is assigned an additionally delayed clock carrier signal.
  • the additional delay which are usually expressed as a phase shift relative to the periodic clock-carrier signal in which ge ⁇ showed in figure 9 embodiment is 90 °.
  • phase shift should be 180 ° / m, which is described, for example, in the article "Multicarrier PWM With DC Link Ripple Feedforward for Multilevel Inverters”; Power Electronics, IEEE Transactions on (Volume: 23 , Issue: 1), 2008, by S. Kouro et al.
  • the voltage setpoint specification determined by the current controller 11 is provided at the input 13 of the control. This is standardized by means of a multiplier 18 taking into account the submodule voltage which is provided by a measuring device 17.
  • the clock carrier signals of the two submodules are then compared with the normalized voltage setpoint by means of comparators 19, from which in each case the switching state for each of the two submodules is determined.
  • the voltages dropping at the terminals of the sub ⁇ modules according to their switching states are added by means of a summing element 20.
  • a multiplier 30 is finally the resulting

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung einer Vielzahl von an ihren Wechselspannungsanschlüssen 21 parallel geschlossenen Mehrstufen-Umrichtern 2, die jeweils eine Reihenschaltung von zweipoligen Submodulen aufweisen. Dabei umfasst jedes der Submodule mindestens zwei steuerbare elektronische Schalter und einen Energiespeicher, wobei die steuerbaren elektronischen Schalter unter Ausbildung einer Reihenschaltung in Reihe geschaltet sind und die Reihenschaltung parallel zum Energiespeicher geschaltet ist. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird an dem jeweiligen Wechselspannungsanschluss 21 der Mehrstufen-Umrichter 2 ein stufenförmiger Spannungsverlauf erzeugt. Der Spannungsverlauf eines zweiten Mehrstufen-Umrichters wird dabei gegenüber dem Spannungsverlauf eines ersten Mehrstufen-Umrichters zeitlich versetzt. Des Weiteren betrifft die Erfindung eine Umrichteranordnung 1, die Mittel zur zeitlichen Verzögerung des Wechselspannungsverlaufes wenigstens eines Mehrstufen-Umrichters 2 gegenüber dem Wechselspannungsverlauf eines weiteren Mehrstufen-Umrichters 2 umfasst.

Description

Beschreibung
Umrichteranordnung mit parallel geschalteten Mehrstufen- Umrichtern sowie Verfahren zu deren Steuerung
Die Erfindung betrifft eine Umrichteranordnung mit einer Vielzahl von Mehrstufen-Umrichtern mit jeweils einer Reihenschaltung von zweipoligen Submodulen, wobei jeder der Mehrstufen-Umrichter einen Wechselspannungsanschluss aufweist, an dem ein stufenförmiger Spannungsverlauf erzeugbar ist, und die Mehrstufen-Umrichter über ihre Wechselspannungsanschlüsse parallel geschaltet sind.
Des Weiteren betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Steue- rung der Umrichteranordnung.
In der DE 101 03 031 B4 ist ein modularer Mehrstufen- Umrichter der eingangs genannten Art offenbart, wobei der Mehrstufen-Umrichter über dessen Wechselspannungsanschlüsse mit drei Phasen eines Wechselstromnetzes verbunden ist. Jedem der drei Wechselspannungsanschlüsse des Mehrstufen-Umrichters sind zwei Zweige in Reihe geschalteter zweipoliger Submodule zugeordnet. Jedes Submodul umfasst steuerbare elektronische Schalter sowie einen Energiespeicher. Die steuerbaren elekt- ronischen Schalter sind unter Ausbildung einer Reihenschaltung in Reihe geschaltet, wobei die Reihenschaltung parallel zum Energiespeicher geschaltet ist. Durch geeignete Ansteue- rung der Submodule kann der Mehrstufen-Umrichter eine stufenförmige periodische Wechselspannung mit vorgegebener Frequenz und Amplitude erzeugen. Die Anzahl N der in einem Zweig in
Reihe geschalteten Submodule definiert zugleich die Anzahl N der erzeugbaren (positiven bzw. negativen) Spannungsstufen am Wechselspannungsausgang des jeweiligen Mehrstufen-Umrichters. Als nachteilig bei der Verwendung solcher Mehrstufen- Umrichter erweisen sich stets die sich aus der Stufenform der erzeugten Ausgangswechselspannung ergebenden Oberschwingungen (Netzrückwirkungen) . Die Oberschwingungen können in Einzelfällen zu Netzresonanzen und damit zu Strom- und/oder Span- nungsüberhöhungen führen, so dass es bei Verbrauchern zu Beeinträchtigungen kommen kann.
Für einige Anwendungen, beispielsweise in Hochspannungs- gleichstromübertragungsanlagen (HGÜ-Anlagen) oder in Vorrichtungen zur Blindleitungskompensation, ist es von Vorteil, mehrere solcher Mehrstufen-Umrichter parallel zu betreiben, wobei die parallel geschalteten Mehrstufen-Umrichter an einer mehrphasigen Sammelschiene angeschlossen sind.
Seit Langem besteht daher ein großer Bedarf an
Umrichteranordnungen mit parallel betriebenen Mehrstufen- Umrichtern sowie an Verfahren zur Steuerung derselben, bei denen der Anteil der Oberschwingungen an der Ausgangswechsel- Spannung vermindert werden kann.
Es ist bekannt, dass bei einem Diode-Clamped Voltage Source Converter (VSC) , einem Flying-Capacitor VSC, Cascaded Ii- Bridge VSC oder einem modularen Mehrstufen-Umrichter (MMC) durch Erhöhung der Schaltfrequenz der Grad an Oberschwingungen reduziert werden kann. Dies führt jedoch zu zusätzlichen elektrischen Verlusten, die den Betrieb der Mehrstufen- Umrichter verteuern. Eine andere Methode zur Vermeidung von Oberschwingungen ist der Einsatz von Passivfiltern. Diese benötigen jedoch zusätzliche Stellfläche, was die benötigte Gesamtstellfläche der Umrichteranordnung vergrößert. Passivfilter verursachen zudem thermische Verluste. Des Weiteren ist die Wirksamkeit von Filtern von den Netzbedingungen abhängig, welche sich über die Zeit ändern können, nicht vollständig bekannt sind und/oder von den Alterungseffekten von Bauteilen abhängen.
J. Salmon, A. M. Knight, J. Ewanchuk beschreiben in ihrem Beitrag „Single-Phase Multilevel PWM Inverter Topologies
Using Coupled Inductors"; IEEE Transactions on Power Electro¬ nics, Vol. 24, May 2009 den Einsatz spezieller
Koppelinduktivitäten . In der DE 42 32 356 AI ist die Steuerung einer Parallelschaltung von Umrichtern beschrieben, bei der eine ausgewählte Oberschwingung durch Phasenverschiebung der Spannung eines der Umrichter gegenüber der Spannung eines weiteren Umrichters um die halbe Periodendauer der Oberschwingung unterdrückt wird. Eine Ansteuerung von Mehrstufen-Umrichtern der eingangs genannten Art zur Unterdrückung des gesamten Oberschwingungsanteils ist in der DE 42 32 356 AI allerdings nicht thematisiert.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein Verfahren zur Steuerung der Umrichteranordnung mit einer Vielzahl von Mehrstufen-Umrichtern vorzuschlagen, bei dem der Anteil der Oberschwingungen der Ausgangswechselspannung verringert wird .
Die Aufgabe wird dadurch gelöst, dass der Spannungsverlauf am Wechselspannungsanschluss eines zweiten Mehrstufen-Umrichters gegenüber dem Spannungsverlauf am Wechselspannungsanschluss eines ersten Mehrstufen-Umrichters zeitlich versetzt wird.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es ferner, eine Umrichteranordnung der obigen Art vorzuschlagen, die eine Steu- erung der Mehrstufen-Umrichter ermöglicht, bei der der Anteil der Oberschwingungen der Ausgangswechselspannung der Umrichteranordnung verringerbar ist.
Die Aufgabe wird dadurch gelöst, dass die Umrichteranordnung Mittel zur zeitlichen Verzögerung des Wechselspannungsverlau¬ fes wenigstens eines Mehrstufen-Umrichters gegenüber dem Wechselspannungsverlauf eines weiteren Mehrstufen-Umrichters umfasst . Der zeitliche Versatz der Spannungsverläufe führt im erfin¬ dungsgemäßen Verfahren dazu, dass die Oberschwingungen, die sich aus der Stufenform der von den Mehrstufen-Umrichtern er- zeugten Wechselspannung ergeben, sich dergestalt überlagern, dass sie zumindest teilweise ausgelöscht werden.
Unter geeigneten Bedingungen kann eine Dämpfung der Ober- Schwingungen um den Faktor 1/M erreicht werden, wobei mit M die Anzahl der parallel geschalteten Mehrstufen-Umrichter bezeichnet wird. Die auf diese Weise stark gedämpften Ober¬ schwingungen weisen die M-fache Frequenz eines einzeln angesteuerten Mehrstufen-Umrichters auf und haben im Allgemeinen keinen störenden Einfluss mehr auf das Netz.
Vorteilhafterweise kann zudem eine Schaltfrequenz der Mehrstufen-Umrichter, sie entspricht dem Kehrwert der Periodendauer des Taktsignales, soweit herabgesetzt werden, dass die entstehenden Oberschwingungen unterhalb eines zu erfüllenden Grenzwertes liegen. Hierdurch werden die Betriebsverluste der einzelnen Mehrstufen-Umrichter gesenkt.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist sowohl für den Einsatz in HGÜ-Anlagen als auch bei der Blindleistungskompensation in Wechselspannungsnetzen geeignet.
Vorzugsweise leitet eine dazu vorgesehene zentrale Steuerein¬ heit Ansteuersignale an die Mehrstufen-Umrichter. Dabei lei- tet die zentrale Steuereinheit an den ersten Mehrstufen- Umrichter ein unverzögertes und an den zweiten Mehrstufen- Umrichter ein um eine Differenzzeit verzögertes Ansteuersig- nal . Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Differenzzeit in Abhängigkeit von der Anzahl N der erzeugbaren Spannungsstufen sowie von einem Zeitabstand TA zwischen zwei aufeinander folgenden Ansteuersignalen vorbestimmt .
Als besonders geeignet erweist es sich, die Differenzzeit proportional zu TA und umgekehrt proportional zu N zu wählen. Beispielsweise kann die Differenzzeit durch eine Formel t=c*TA/N dargestellt werden. Dabei bezeichnet t die Diffe¬ renzzeit und c eine Konstante, die in einem Wertebereich zwi¬ schen 0 und 2, bevorzugt zwischen 0,2 und 0,8, liegen kann. Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung gibt die zentrale Steuereinheit sowohl einen Ansteuertakt als auch ei¬ ne einzustellende Umrichterspannung jedem der Mehrstufen- Umrichter vor. Die Umrichterspannungsvorgabe kann beispiels¬ weise mittels phasenverschobener Pulsweitenmodulation in eine entsprechende Ansteuerung der Mehrstufen-Umrichter umgesetzt werden. Der vorgegebene Ansteuertakt kann in Form eines peri¬ odischen Trägersignals vorliegen. Die Pulsweitenmodulation zur Ansteuerung der einzelnen Submodule der Mehrstufen- Umrichter umfasst dann geeigneterweise ein Verschieben des Trägersignals um einen vorgegebenen Phasenwinkel.
Zur Ansteuerung der Mehrstufen-Umrichter kann jedoch auch jede andere geeignete Methode verwendet werden, wie beispiels¬ weise die in der WO 2008/086760 AI beschriebene.
Umfasst die Umrichteranordnung mehr als zwei Mehrstufen- Umrichter, so werden bevorzugt alle Mehrstufen-Umrichter bis auf den ersten Mehrstufen-Umrichter verzögert angesteuert. Falls das Ansteuersignal an den zweiten Mehrstufen-Umrichter um die Differenzzeit verzögert wird, so kann beispielsweise das Ansteuersignal an einen dritten Mehrstufen-Umrichter um die doppelte Differenzzeit, an einen vierten Merstufen- Umrichter um die dreifache Differenzzeit, usw., verzögert werden .
Gemäß der Erfindung umfasst die Umrichteranordnung Mittel zur zeitlichen Verzögerung des stufenförmigen Wechselspannungsverlaufes wenigstens eines Mehrstufen-Umrichters gegenüber dem Wechselspannungsverlauf eines weiteren Mehrstufen- Umrichters.
Vorzugsweise umfassen die Mehrstufen-Umrichter jeweils eine Steuereinheit, die beispielsweise in Form eines Module Mana- gement Systems (MMS) ausgebildet sein kann. Die
Umrichteranorndung weist ferner bevorzugt eine zentrale Steu¬ ereinheit zum Bereitstellen von Ansteuersignalen an die Steuereinheiten auf. Die zentrale Steuereinheit ist mit einem oder mehreren Verzögerungsgliedern ausgestattet, so dass die Ansteuersignale mittels der Verzögerungsglieder zeitlich verzögerbar sind.
Wird von der zentralen Steuereinheit eine umzusetzende Span- nung vorgegeben, so ist vorzugsweise jede Steuereinheit für eine Umsetzung der vorgegebenen Spannung an den
Umrichterklemmen durch Ansteuerung der Mehrstufen-Umrichter zuständig . Geeigneterweise sind die Mehrstufen-Umrichter über eine Kop¬ pelinduktivität mit einer Sammelschiene verbunden. Die Kop¬ pelinduktivität kann als eine Drossel zur Reduzierung hoch¬ frequenter Ströme ausgebildet sein. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist die Sammelschiene an ein Wechselspannungsnetz angeschlossen. Bevorzugt ist das Wechselspannungsnetz ein Dreiphasennetz. Hierbei ist jeder Mehrstufen-Umrichter an drei Sammelschienen angeschlossen, wobei jede Sammelschiene einer Phase des Netzes ent- spricht.
Vorzugsweise sind die zweipoligen Submodule als Halbbrücken¬ schaltungen oder Vollbrückenschaltungen ausgebildet. Die Erfindung wird im Folgenden anhand von Figuren 1 bis 7 weiter erläutert.
Figur 1 zeigt den schematischen Aufbau einer erfindungsgemäßen Umrichteranordnung; Figur 2 zeigt eine zeitliche Verzögerung von An- steuersignalen gemäß der Erfindung in einer schematischen Darstellung;
Figuren 3 und 4 zeigen Ausführungsbeispiele von Mehrstufen- Umrichtern der erfindungsgemäßen Umrichteranordnung in einer schematischen Darstellung;
Figuren 5 und 6 zeigen jeweils ein Ausführungsbeispiel eines
Submoduls in einer schematischen Darstellung;
Figur 7 zeigt ein Beispiel einer Simulation der erfindungsgemäßen Umrichteranordnung in einer schematischen Darstellung;
Figur 8 zeigt eine Regelstrecke der Simulation aus
Figur 5 in einer schematischen Darstellung;
Figur 9 zeigt eine Anordnung zur Ansteuerung des
Mehrstufen-Umrichters gemäß der Simulation aus Figuren 5 und 6 in einer schematischen Darstellung .
Im Einzelnen zeigt Figur 1 in einer schematischen Darstellung den grundsätzlichen Aufbau eines Ausführungsbeispiels der er¬ findungsgemäßen Umrichteranordnung 1. Die gezeigte Umrichteranordnung 1 umfasst eine Vielzahl von parallel geschalteten Mehrstufen-Umrichtern 2. Jeder der Mehrstufen-Umrichter 2 weist einen Wechselspannungsanschluss 21 auf. Die Mehrstufen- Umrichter 2 sind über ihren Wechselspannungsanschluss 21 und über eine Koppelinduktivität 4 an eine Sammelschiene 5 ange¬ schlossen. Die Sammelschiene 5 ist ihrerseits mit einem Wech¬ selspannungsnetz 6, beispielsweise einer Phase eines Dreipha¬ sennetzes, verbunden.
Jeder der Mehrstufen-Umrichter 2 umfasst eine Steuereinheit 22, die zur Umsetzung einer Spannungsvorgabe einer zentralen Steuereinheit 3 in eine Ansteuerung der Mehrstufen-Umrichter 2 vorgesehen sind. Die zentrale Steuereinheit 3 weist Mittel 31 zur Erzeugung der Spannungsvorgabe sowie eine Einheit 32 zur Erzeugung eines Ansteuersignais auf. Jeder der Mehrstufen-Umrichter 2 erhält von der zentralen
Steuereinheit 3 die Stromsollwertvorgabe sowie das Ansteuer- signal, das als ein periodisches Taktträgersignal ausgebildet ist. Dabei ist das Ansteuersignal eines ersten Mehrstufen- Umrichters unverzögert und das Ansteuersignal eines weiteren Mehrstufen-Umrichters gegenüber dem unverzögerten Ansteuersignal zeitlich versetzt. Bevorzugt sind die Ansteuersignale aller Mehrstufen-Umrichter bis auf den ersten Mehrstufen- Umrichter jeweils um eine Differenzzeit verzögert, wobei alle Differenzzeiten voneinander verschieden sind.
Mittels der Steuereinheiten 22 wird das jeweilige Ansteuersignal und die Stromsollwertvorgabe in eine Ansteuerung der Halbleiterschalter 71 (vgl. Figuren 5, 6) der Mehrstufen- Umrichter 2 umgewandelt. Durch die Verzögerung der Ansteuer- signale sind die resultierenden Wechselspannungsverläufe an den Wechselspannungsanschlüssen 21 der Mehrstufen-Umrichter 2 gegeneinander zeitlich versetzt.
Ist die Mehrstufen-Umrichteranordnung als Teil einer HGÜ- Anlage einzusetzen, so verfügt jeder Mehrstufen-Umrichter 2 über Gleichspannungsanschlüsse 23 zur Anbindung an jeweils einen negativen und einen positiven Spannungspol bzw. einen Erdanschluss . Die Mehrstufen-Umrichter 2 können bevorzugt als modulare
Mehrstufen-Umrichter (MMC) eingerichtet sein (vgl. Figuren 3, 4) .
Anhand von Figur 2 soll der zeitliche Versatz der Ansteuer- signale in seiner Entstehung anhand eines Beispielaufbaus er¬ läutert werden. Die Einheit 32 zur Erzeugung des Ansteuersignais (vgl. Fig. 1) umfasst einen Taktgenerator 321. Das vom Taktgenerator 321 generierte Ansteuersignal wird unverzögert an die Steuer¬ einheit 22A des ersten Mehrstufen-Umrichters geleitet.
Gleichzeitig wird das unverzögerte Ansteuersignal an ein ers¬ tes Verzögerungsglied 33A geleitet, mittels dessen das An¬ steuersignal zeitlich verzögert wird. Die Steuereinheit 22B erhält somit das durch das Verzögerungsglied 33A verzögerte Ansteuersignal. Des Weiteren wird das durch das Verzögerungs- glied 33A verzögerte Ansteuersignal an das Verzögerungsglied 33B weiter geleitet. Schließlich erhält die Steuereinheit 22C das mittels der beiden Verzögerungsglieder 33A und 33B insgesamt zweifach verzögerte Ansteuersignal. Der Aufbau der Mehrstufen-Umrichter 2 gemäß zweier Ausführungsformen ist in den Figuren 3 und 4 schematisch dargestellt. Diese aus dem Stand der Technik bekannten Mehrstufen- Umrichter können bevorzugt in der erfindungsgemäßen Umrichteranordnung 1 verwendet werden. Die Erfindung beschränkt sich jedoch nicht auf den ausschließlichen Einsatz der gezeigten Mehrstufen-Umrichter .
Der Mehrstufen-Umrichter 2 der Figur 3 umfasst drei Wechselspannungsanschlüsse LI, L2, L3. Mittels der Wechselspannungs- anschlüsse LI, L2, L3 ist der Mehrstufen-Umrichter 2 an ein
Dreiphasenstromnetz (nicht dargestellt) angeschlossen. Der in Figur 3 dargestellte Mehrstufen-Umrichter kann als Gleichrichter oder als Wechselrichter eingesetzt werden. Der Mehrstufen-Umrichter 2 umfasst ferner sechs Zweige Z, die jeweils eine Reihenschaltung von N baugleichen zweipoligen Submodulen 7 sowie eine Induktivität 24 aufweisen. Jeder der Zweige Z ist entweder mit einer positiven Sammelschiene SP oder einer negativen Sammelschiene SN verbunden. Die Potentialdifferenz zwischen den beiden Klemmen 73 eines jeden zweipoligen Submo- duls 7 wird als Submodul-Klemmenspannung bezeichnet. Jedes Submodul 7 kann einen ersten Schaltzustand annehmen, in dem die zugehörige Submodul-Klemmenspannung gleich Null ist; und einen zweiten Schaltzustand annehmen, in dem die Submodul- Klemmenspannung gleich einem von Null verschiedenen Wert ist. Durch geeignete Ansteuerung der Submodule 7 des Mehrstufen- Umrichters 2 können demnach beispielsweise k der zwischen der positiven Sammelschiene SP und der negativen Sammelschiene SN in Reihe geschalteten Submodule 7 in den zweiten Schaltzustand geschaltet werden; die übrigen N-k Submodule werden in den ersten Schaltzustand geschaltet. Dadurch wird zwischen den Sammelschienen SP und SN eine Potentialdifferenz UPN erzeugt, die der Anzahl k der Submodule 7 entspricht, die sich im zweiten Schaltzustand befinden. Sind beispielsweise die Energiespiecher der Submodule auf eine einheitliche Span¬ nungshöhe Uc vorgeladen, so gilt für die Potentialdifferenz UPN=k*Uc. Das Potential am Anschluss LI, das zum Beispiel als Potentialdifferenz zur Sammelschiene SN definiert wird, ist dann proportional zu der Anzahl der im Zweig Z zwischen LI und SN liegenden Subsysteme, die sich im zweiten Schaltzu¬ stand befinden. Die Anzahl der maximal erzeugbaren (positiven bzw. negativen) Spannungsstufen zwischen LI und SN (bzw. SP) ist damit gleich der Anzahl N der in Reihe geschalteten Sub- module 7 in einem zugehörigen Zweig Z. Entsprechendes gilt für die Anschlüsse L2 und L3.
Figur 4 zeigt eine weitere Ausführungsform des Mehrstufen- Umrichters 2. Der Mehrstufen-Umrichter 2 der Figur 4 weist drei Zweige Z in Reihe geschalteter Submodule 7 auf. Dabei sind die drei Wechselspannungsanschlüsse LI, L2, L3 über die drei Zweige Z in einer Dreiecksschaltung miteinander verbunden. Der Mehrstufen-Umrichter 2 der Figur 4 wird vorzugsweise zur Blindleistungskompensation eines Dreiphasen- Wechselstromnetzes eingesetzt.
Anhand der Figuren 5 und 6 sollen zwei Ausführungsbeispiele von Submodulen 7 der erfindungsgemäßen Umrichteranordnung beschrieben werden.
Das Submodul 7 der Figur 5 ist als Halbbrückenschaltung realisiert und weist zwei Klemmen 73, zwei steuerbare elektroni¬ sche Schalter 711, 712 sowie einen Energiespeicher 72 auf. Die beiden steuerbaren elektronischen Schalter 711, 712 sind unter Ausbildung einer Reihenschaltung in Reihe geschaltet. Die Reihenschaltung der elektronischen Schalter 711, 712 ist dabei parallel zum Energiespeicher 72 geschaltet. Die steuer- baren elektronischen Schalter 711, 712 werden durch Halbleiter wie IGBT oder MOS-FET realisiert. Jedem der steuerbaren elektronischen Schalter 711, 712 ist eine Diode 74 antiparallel geschaltet. Die antiparallelen Dioden 74 können diskrete Bauelemente oder in der Halbleiterstruktur der steuerbaren elektronischen Schalter 711, 712 integriert sein. Der Energiespeicher 72 ist als Speicherkondensator oder eine
Kondensatorbatterie aus mehreren Speicherkondensatoren realisiert . Der erste Schaltzustand des Submoduls 7 ist dadurch charakte¬ risiert, dass der elektronische Schalter 712 eingeschaltet ist, während der elektronische Schalter 711 ausgeschaltet ist. Ist der elektronische Schalter 711 eingeschaltet, wäh¬ rend der elektronische Schalter 712 ausgeschaltet ist, so be- findet sich das Submodul 7 im zweiten Schaltzustand, bei dem an den Submodul-Klemmen 73 im Wesentlichen die Spannung des Energiespeichers 72 abfällt. Sind beide elektronischen Schal¬ ter 711, 712 ausgeschaltet, so ist sichergestellt, dass in einem äußeren Fehlerfall (beispielsweise bei Klemmenkurz- schluss) unerwünscht Energie abgegeben wird.
In dem in Figur 6 dargestellten Ausführungsbeispiel ist das zweipolige Submodul 7 mit den zwei Klemmen 73 als eine Voll¬ brücke realisiert. Das Submodul 7 der Figur 6 umfasst zwei Reihenschaltungen von elektronischen Schaltern 71, deren jeweils eine antiparallele Diode 74 zugeordnet ist. Parallel zu den beiden Reihenschaltungen ist ein Energiespeicher 72 in Form eines Speicherkondensators oder eine Kondensatorbatterie geschaltet. Ähnlich wie in Figur 5 sind auch bei der Vollbrü- cke der Figur 6 durch Ein- bzw. Ausschalten der elektronischen Schalter 74 der erste und der zweite Schaltzustand des Submoduls 7 erzeugbar. Zusätzlich kann das Submodul 7 als Vollbrücke auch einen negativen Schaltzustand erzeugen. Selbstverständlich soll durch die in Figuren 3 bis 6 nicht ausgeschlossen werden, dass die Mehrstufen-Umrichter 2 sowie die Submodule 7 keine weiteren Bauteile umfassen, wie bei- spielsweise in den Figuren nicht dargestellte Messvorrichtun¬ gen .
In Figur 7 ist ein Versuchsaufbau zur Simulation des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Steuerung der Umrichteranordnung 1 schematisch dargestellt. In diesem Ausführungsbeispiel um- fasst die Umrichteranorndung 1 drei Mehrstufen-Umrichter 2A, 2B, 2C. Die Mehrstufen-Umrichter 2A, 2B, 2C sind über ihre Wechselspannungsanschlüsse 21 parallel geschaltet. Eine Stromsollwertvorgabe 31 wird über eine Verzweigung an einem Knotenpunkt K an die parallel geschalteten Mehrstufen- Umrichter 2A, 2B, 2C geleitet. Gemäß der Stromsollwertvorgabe wird an jedem der Wechselspannungsanschlüsse 21 ein stufen¬ förmiger Spannungsverlauf erzeugt, wobei die Spannungsverläu- fe gegeneinander zeitlich versetzt sind. Anschließend werden die drei Spannungsverläufe in einem Summierglied 8 addiert und mit den einzelnen Spannungsverläufen verglichen, wobei der Vergleich in einem Darstellungsmittel visualisiert wird. Durch die Erfassung und graphische Darstellung der Spannungs- Verläufe kann der im Ergebnis des Verfahrens unterdrückte Oberschwingungsanteil im Spannungsverlauf sichtbar gemacht und im Einzelfall gegebenenfalls quantifiziert werden.
In Figur 8 ist der grundsätzliche Verlauf einer Regelstrecke zwischen dem Knotenpunkt K der und dem Wechselspannungsan- schluss 21 (vgl. Figur 7) eines der Mehrstufen-Umrichter 2A, 2B, 2C dargestellt. Diese Darstellung gilt für die übrigen Mehrstufen-Umrichter entsprechend . Am Eingang 10 der Regelstrecke wird die Stromsollwertvorgabe, die einen sinusförmigen Zeitverlauf aufweist, bereitgestellt und an einen Stromregler 11 weitergeleitet. Im Ausführungs¬ beispiel der Figur 8 ist der Stromregler 11 als ein PI-Regler realisiert. Der PI-Regler ist dabei durch eine Übertragungs¬ funktion der Form U ( s ) = ( s+200 / ( 100 *pi ) ) /s charakterisiert, wobei pi die Kreiszahl bezeichnet. Es ist hierbei selbstver¬ ständlich auch denkbar, andere Regler mit davon abweichenden Übertragungsfunktionen einzusetzen. Die Stromsollwertvorgabe wird von dem PI-Regler in eine Umrichterspannungsvorgabe um¬ gewandelt. Die Steuereinheit des Mehrstufen-Umrichters 2 ver¬ arbeitet die Umrichterspannungsvorgabe und wandelt sie mit¬ tels einer phasenverschobenen Pulsweitenmodulation (phase- shifted PWM) in Schaltbefehle für die elektronischen Schalter der Submodule. Die resultierende Spannung wird an den Ausgang 12 der Regelstrecke ausgegeben, wobei die Spannung mittels der Koppelinduktivität 4, deren Induktivität im vorliegenden Beispiel 636,7 μΗ und deren ohmscher Widerstand ca. 1 mOhm betragen, weiter angepasst wird. Die Koppelinduktivität 4 weist im Allgemeinen außer einem induktiven auch einen ohm- schen Anteil. Im Ausführungsbeispiel der Figur 8 ist daher der Koppelinduktivität 4 eine Übertragungsfunktion der Form U (s) =1000/ ( (200/100*pi) *s+l) zugeordnet. Andere Übertragungs- funktionen sind in diesem Zusammenhang jedoch ebenfalls denkbar .
Figur 9 zeigt eine schematische Darstellung der phasenverschobenen Pulsweitenmodulation des simulierten Ausführungs- beispiels der Figuren 7 und 8. Die phasenverschobene
Pulsweitenmodulation wird dabei für jeden der drei Mehrstufen-Umrichter 2A, 2B, 2C entsprechend vorgenommen.
In diesem Ausführungsbeispiel umfasst der Mehrstufen- Umrichter 2A, 2B, 2C zwei Submodule in jedem Zweig Z. Das
Verfahren zur Ansteuerung ist jedoch auf jede größere Anzahl von Submodulen entsprechend erweiterbar.
Ein Taktträgersignal der Ansteuerung wird mittels eines Säge- zahngenerators erzeugt und an ein erstes Verzögerungsglied 15 geleitet. Das erste Verzögerungsglied 15 verzögert das Takt¬ trägersignal gemäß der folgenden Regel: Das Taktsignal für den Mehrstufen-Umrichter 2A wird nicht verzögert; das Takt- trägersignal für den Mehrstufen-Umrichter 2B wird um eine Differenzzeit verzögert; das Taktträgersignal für den Mehr¬ stufen-Umrichter 2C wird um die zweifache Differenzzeit ver¬ zögert. Das sägezahnförmige Taktträgersignal weist hierbei eine Frequenz von 1kHz auf. Die Differenzzeit beträgt 83,3 μ3.
Das Taktträgersignal wird anschließend an das erste Submodul ohne weitere Verzögerung weiter geleitet, was in Figur 9 durch einen ersten Zweig ZI angedeutet ist. Das Taktträgersignal an das zweite Submodul wird über einen zweiten Zweig Z2 an ein zweites Verzögerungsglied 16 geleitet, so dass dem zweiten Submodul ein zusätzlich verzögertes Taktträgersignal zugeordnet wird. Die zusätzliche Verzögerung, die üblicher- weise als Phasenverschiebung bezüglich des periodischen Taktträgersignals ausgedrückt wird, beträgt in dem in Figur 9 ge¬ zeigten Ausführungsbeispiel 90°. Allgemeiner gilt, dass für den Fall von m Submodulen die Phasenverschiebung 180 °/m betragen soll, was beispielsweise in dem Aufsatz „Multicarrier PWM With DC-Link Ripple Feedforward for Multilevel Inver- ters"; Power Electronics, IEEE Transactions on (Volume: 23, Issue: 1 ), 2008, von S. Kouro et al . beschrieben wird.
Die vom Stromregler 11 ermittelte Spannungssollwertvorgabe wird am Eingang 13 der Ansteuerung bereit gestellt. Diese wird unter Berücksichtigung der Submodul-Spannung, die von einer Meßeinrichtung 17 zur Verfügung gestellt wird, mittels eines Multiplikators 18 normiert.
Die Taktträgersignale der beiden Submodule werden dann mit dem normierten Spannungssollwert mittels von Komparatoren 19 verglichen, woraus jeweils der Schaltzustand für jeden der beiden Submodule ermittelt wird. Die an den Klemmen der Sub¬ module gemäß deren Schaltzuständen abfallenden Spannungen werden mittels eines Summiergliedes 20 addiert. Mittels eines Multiplikators 30 wird schließlich die resultierende
Umrichterspannung gebildet und an den Ausgang 40 geleitet. Bezugs zeichenliste 1 Umrichteranordnung
2, 2A, 2B, 2C Mehrstufen-Umrichter
21 Wechselspannungsanschluss
22, 22A, 22B, 22C Steuereinheit
23 Gleichsspannungsanschluss
3 zentrale Steuereinheit
31 Stromsollwertvorgabe
32 Ansteuersignalerzeugung
33A, 33B Verzögerungsglied
4 KoppelIndukti ität
5 Sammelschiene
6 Wechselspannungsnetz
7 Submodul
71, 711, 712 elektronischer Schalter
72 Energiespeieher
73 Submodul-Klemme
74 Diode
8 Summierglied
9 Darstellungsmittel
10 Eingang Regelstrecke
11 Stromregler
12 Ausgang Regelstrecke
13 Eingang Ansteuerung
14 Sägezahngenerator
15 erstes Verzögerungsglied
16 zweites Verzögerungsglied
17 Messeinrichtung
18 Multiplikator
19 Komparator
20 Summierglied
30 Multiplikator
40 Ausgang Ansteuerung
K Knotenpunkt
LI, L2, L3 Wechselspannungsanschluss eines Dreh¬ stromnetzes
negative Sammelschiene positive Sammelschiene Zweig
erster Zweig
zweiter Zweig

Claims

Patentansprüche
Verfahren zur Steuerung einer Vielzahl von an ihren Wechselspannungsanschlüssen (21) parallel geschalteten Mehrstufen-Umrichtern (2, 2A, 2B, 2C) , die jeweils eine Reihenschaltung von zweipoligen Submodulen (7)
aufweisen, wobei jedes Submodul (7) mindestens zwei steuerbare elektronische Schalter (71, 711, 712) und einen Energiespeicher (72) umfasst, wobei die
steuerbaren elektronischen Schalter (71, 711, 712) unter Ausbildung einer Reihenschaltung in Reihe geschaltet sind und die Reihenschaltung parallel zum Energie¬ speicher (72) angeordnet ist, bei dem an dem jeweiligen Wechselspannungsanschluss (21) ein stufenförmiger
Spannungsverlauf erzeugt und der Spannungsverlauf eines zweiten Mehrstufen-Umrichters (2, 2A, 2B, 2C) gegenüber dem Spannungsverlauf eines ersten Mehrstufen-Umrichters (2, 2A, 2B, 2C) zeitlich versetzt wird.
Verfahren nach Anspruch 1,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass eine zentrale Steuereinheit (3) Ansteuersignale an die Mehrstufen-Umrichter (2) leitet, wobei die zentrale Steuereinheit (3) an den ersten Mehrstufen-Umrichter (2) ein unverzögertes Ansteuersignal leitet und an den zweiten Mehrstufen-Umrichter (2) ein um eine
Differenzzeit verzögertes Ansteuersignal leitet.
Verfahren nach Anspruch 2,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass von jedem Mehrstufen-Umrichter (2, 2A, 2B, 2C) N
Spannungsstufen erzeugt werden, und jede Differenzzeit in Abhängigkeit von N sowie von einem Zeitabstand TA zwischen zwei aufeinander folgenden Ansteuersignalen vorbestimmt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Differenzzeit proportional zu TA und umgekehrt proportional zu N ist.
5. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche 2 bis 4,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die zentrale Steuereinheit (3) eine einzustellende
Umrichterspannung vorgibt, und die
Umrichterspannungsvorgabe mittels phasenverschobener Pulsweitenmodulation in eine entsprechende Ansteuerung der Mehrstufen-Umrichter (2) umgesetzt wird.
Verfahren nach Anspruch 5,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die phasenverschobene Pulsweitenmodulation ein
Verschieben einer Phase eines periodischen Trägersignals zur Ansteuerung der einzelnen Submodule (7) der
Mehrstufen-Umrichter (2, 2A, 2B, 2C) umfasst.
Umrichteranordnung mit einer Vielzahl von an ihren
Wechselspannungsanschlüssen (21) parallel geschalteten Mehrstufen-Umrichtern (2, 2A, 2B, 2C) , die jeweils eine Reihenschaltung von zweipoligen Submodulen (7)
aufweisen, wobei jedes Submodul (7) mindestens zwei steuerbare elektronische Schalter (71, 711, 712) und einen Energiespeicher (72) umfasst, wobei die
steuerbaren elektronischen Schalter (71, 711, 712) unter Ausbildung einer Reihenschaltung in Reihe geschaltet sind und die Reihenschaltung parallel zum Energie¬ speicher (72) angeordnet ist, wobei an jedem Wechsel- spannungsanschluss (21) ein stufenförmiger
Spannungsverlauf erzeugbar ist,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Umrichteranordnung Mittel zur zeitlichen Verzögerung des Wechselspannungsverlaufes wenigstens eines
Mehrstufen-Umrichters (2, 2A, 2B, 2C) gegenüber dem Wechselspannungsverlauf eines weiteren Mehrstufen- Umrichters (2, 2A, 2B, 2C) umfasst.
8. Umrichteranordnung nach Anspruch 7,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Mehrstufen-Umrichter (2, 2A, 2B, 2C) jeweils eine Steuereinheit (22, 22A, 22B, 22C) umfassen, und die
Umrichteranorndung ferner eine zentrale Steuereinheit (4) zum Bereitstellen von Ansteuersignalen an die
Steuereinheiten (22, 22A, 22B, 22C) aufweist, wobei die zentrale Steuereinheit (3) mit Verzögerungsgliedern (33A, 33B, 15) ausgestattet ist, und die Ansteuersignale mittels der Verzögerungsglieder (33A, 33B, 15) zeitlich verzögerbar sind.
9. Umrichteranordnung nach Anspruch 8,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Mehrstufen-Umrichter (2, 2A, 2B, 2C) über eine
Koppelinduktivität (4) mit einer Sammelschiene (5) verbunden sind. 10. Umrichteranordnung nach Anspruch 9,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Sammelschiene (5) an ein Wechselspannungsnetz (6) angeschlossen ist. 11. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Steuereinheiten (22, 22A, 22B, 22C) dazu
eingerichtet sind, die einzelnen Submodule (7) der Mehrstufen-Umrichter (2) mittels phasenverschobener Pulsweitenmodulation anzusteuern.
12. Umrichteranordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Submodule (7) als Halbbrückenschaltungen oder
Vollbrückenschaltungen ausgebildet sind.
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