DE102011086219A1 - Switching power supply apparatus e.g. quasi-resonant clocked power converter, has control circuit to control switches and switch circuit, so that current in transformer is with same polarity as transformed current of inverter circuit - Google Patents

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Abstract

The apparatus has inverter circuit with two inductors (L1,L2), and switch circuits (S1,S2). An active clamping circuit traps, stores excess voltage and transfers stored energy to power supply. A transformer is arranged between inverter circuit and commutation circuit with switches (SA,SB,SC,SD). A control circuit controls switches and switch circuit, so that current in transformer is with same polarity as transformed current of inverter circuit. The energy transfer in next interval is discharged before next power transmission interval begins.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNGBACKGROUND OF THE INVENTION

1. Gebiet der Erfindung1. Field of the invention

Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltnetzgeräte. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung quasiresonante getaktete Leistungswandler.The present invention relates to switched mode power supplies. In particular, the present invention relates to quasi-resonant clocked power converters.

2. Stand der Technik2. State of the art

Schaltnetzteile (SNT), auch Schaltnetzgeräte genannt (englisch: SMPS – Switched mode power supplies, auch switching mode power supplies oder einfach switching power supplies – getaktete Stromversorgung), werden verbreitet eingesetzt, um elektrische Leistung hocheffizient zu wandeln. Ein SNT wird gewöhnlich verwendet, um effizient und in gut gesteuerter Weise eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung eines anderen Pegels umzuwandeln. Ein besonderes Anwendungsgebiet von Schaltnetzteilen (getakteten Stromversorgungen) sind Gleichspannungswandler (DC/DC-Wandler). DC/DC-Wandler werden z. B. auf dem Gebiet der Kraftfahrzeugelektrik verwendet, um eine Niederspannungs-Gleichstromquelle wie etwa eine 12 V Batterie in einen Hochspannungs-Gleichstromquelle wie etwa eine 300 V(Volt)-Antriebsbatterie eines Fahrzeugs mit elektrischem Antrieb umzuwandeln. Üblicherweise ist hierfür auf der Niederspannungsseite eine Mehrzahl von Schaltern (z. B. Transistoren) vorgesehen, die als Inverter betrieben werden um Gleichstrom/-spannung in einen hochfrequenten Wechselstrom (Wechselspannung) zu konvertieren. Ein Isolationstransformator erhöht die Spannung auf ein höheres Niveau gemäß dem Windungsverhältnis, während aus Sicherheitsgründen eine galvanische Isolation vorliegt. Auf der Hochspannungsseite ist eine Mehrzahl von Schaltern angeordnet, die als ein Gleichrichter betrieben werden um den hochfrequenten Wechselstrom/die hochfrequente Wechselspannung in die gewünschte hohe Gleichspannung zu konvertieren. Im Allgemeinen ist es ausreichend zur Implementierung des Gleichrichters Dioden zu verwenden. In einer Anwendung wie etwa im Bereich der Kraftfahrzeugtechnik ist es aber vorzugsweise wünschenswert, den Wandler bidirektional zu betreiben. Um die Gleichrichtereinrichtung als Inverter betreiben zu können und umgekehrt, werden vorzugsweise aktive Schalter wie etwa Transistoren (MOSFETs) sowohl hoch- als auch niederspannungsseitig verwendet, anstelle auf einer Seite nur Dioden einzusetzen. Dadurch wird es ermöglicht, den Wandler in einem Boost/Buck-Modus zu betreiben, wodurch Energie gespeichert und zu einem späteren Zeitpunkt zurück gewonnen werden kann (Prinzip der Energierückgewinnung).Switched mode power supplies (SNT), also called switching power supplies (SMPS - Switched mode power supplies, also switching mode power supplies or simply switching power supplies - clocked power supply), are widely used to convert electrical power highly efficient. An SNT is commonly used to efficiently convert, in a well-controlled manner, an input voltage to an output voltage of a different level. A particular application of switching power supplies (clocked power supplies) are DC-DC converters (DC / DC converters). DC / DC converters are z. In the automotive electrical field, for example, to convert a low voltage DC power source such as a 12V battery into a high voltage DC power source such as a 300V (volt) AC drive battery of an electrically propelled vehicle. Usually, a plurality of switches (eg transistors) are provided for this purpose on the low-voltage side, which are operated as inverters in order to convert direct current / voltage into a high-frequency alternating current (alternating voltage). An isolation transformer increases the voltage to a higher level according to the turns ratio, while there is galvanic isolation for safety reasons. On the high voltage side, a plurality of switches are arranged, which are operated as a rectifier to convert the high-frequency alternating current / the high-frequency AC voltage into the desired high DC voltage. In general, it is sufficient to use diodes for implementation of the rectifier. However, in an application such as in the automotive field, it is preferably desirable to bidirectionally drive the converter. In order to operate the rectifier device as an inverter and vice versa, it is preferable to use active switches such as transistors (MOSFETs) on both the high and low side rather than just using diodes on one side. This makes it possible to operate the converter in a boost / buck mode, whereby energy can be stored and recovered at a later time (principle of energy recovery).

Typischerweise werden Vollbrücken-Wandlertopologien verwendet, um hocheffiziente Schaltnetzgeräte mit hohen Leistungsdichten zu erhalten. Hierbei kann ein Null-Spannungsschalten der Leistungsschalter erreicht werden.Typically, full-bridge transformer topologies are used to obtain high-efficiency switching power supplies with high power densities. In this case, a zero-voltage switching of the circuit breaker can be achieved.

Vollbrückenkonverter, wie etwa quasi-resonante phasenverschobene Konverter verwenden die parasitären Kapazitäten der Schalter in Kombination mit einem zusätzlichen in Reihe geschalteten Induktor als einen Schwingkreis, um ein weiches Schaltverhalten zu erzielen. Eine solche Topologie wird in dem US-Patent US 6,504,739 B2 beschrieben und ist in 1 dargestellt (reproduziert aus dem genannten Patent).Full-bridge converters, such as quasi-resonant phase-shifted converters, use the parasitic capacitances of the switches in combination with an additional series-connected inductor as a resonant circuit to achieve a smooth switching behavior. Such a topology is disclosed in the US patent US 6,504,739 B2 described and is in 1 represented (reproduced from said patent).

In 1 ist ein Vollbrückenwandler dargestellt, der eine Eingangsspannungsquelle 32, einen primären Schalterkreis 34, einen Transformator 36, einen Gleichrichterschaltkreis 38, einen primären Steuerschaltkreis 40 und einen sekundären Steuerschaltkreis 42 enthält. Der Schalterkreis 34 enthält vier Schalter (QA, QB, QC, QD; vorzugsweise: MOSFET-Schalter), die so verbunden sind, dass sie zwei Schalterstränge bilden. Jeder der Schalterstränge ist parallel an die Eingangsspannungsquelle 32 angeschlossen. Der Schalterkreis 34 ist an eine Primärwicklung des Transformators 36 so angeschlossen, wie in der Figur gezeigt. Ein Induktor LR ist zwischen die Primärwicklung des Transformators und den ersten Schalterstrang eingesetzt, wobei er in Reihe mit dem parasitären Streuinduktor des Transformators geschaltet ist.In 1 a full-bridge converter is shown, which is an input voltage source 32 , a primary circuit 34 , a transformer 36 , a rectifier circuit 38 , a primary control circuit 40 and a secondary control circuit 42 contains. The switch circuit 34 includes four switches (Q A , Q B , Q C , Q D , preferably: MOSFET switches) connected to form two switch strings. Each of the switch strings is parallel to the input voltage source 32 connected. The switch circuit 34 is connected to a primary winding of the transformer 36 connected as shown in the figure. An inductor LR is inserted between the primary winding of the transformer and the first switch string, being connected in series with the stray parasitic inductor of the transformer.

Der primäre Steuerschaltkreis 40 kann betrieben werden, um Steuersignale für jede der Schalteinrichtungen auf der Primärseite (Eingangsspannungsseite) zu erzeugen.The primary control circuit 40 can be operated to generate control signals for each of the switching devices on the primary side (input voltage side).

Der Gleichrichterschaltkreis 38 stellt eine Ausgangsspannung VO für den Wandler bereit. Der Gleichrichterschaltkreis enthält im Allgemeinen zwei Synchrongleichrichter, die mit einer Sekundärwicklung des Transformators 36 verbunden sind. Vorzugsweise werden MOSFET-Schalter verwendet, um die Synchrongleichrichter zu implementieren.The rectifier circuit 38 provides an output voltage V O for the converter. The rectifier circuit generally includes two synchronous rectifiers connected to a secondary winding of the transformer 36 are connected. Preferably, MOSFET switches are used to implement the synchronous rectifiers.

Der Gleichrichter 38 enthält zwei gleichrichtende Schalter Q1 und Q2 die in Reihe geschaltet sind und mit der Sekundärwicklung des Transformators in der in der Figur gezeigten Weise verbunden sind. Der Gleichrichterschaltkreis 38 enthält weiterhin Induktoren L1 und L2 und einen Kondensator C, durch welchen die Ausgangsspannung VO gemessen wird.The rectifier 38 includes two rectifying switches Q 1 and Q 2 which are connected in series and connected to the secondary winding of the transformer in the manner shown in the figure. The rectifier circuit 38 Also includes inductors L 1 and L 2 and a capacitor C, through which the output voltage V O is measured.

Der sekundäre Steuerschaltkreis 42 ist so eingerichtet, dass er die beiden Synchrongleichrichter basierend auf von dem primären Steuerschaltkreis 40 empfangenen Signalen steuert. Dadurch kann ein synchronisierter Betrieb erreicht werden.The secondary control circuit 42 is set up so that it is the two synchronous rectifier based on the primary control circuit 40 controls received signals. As a result, a synchronized operation can be achieved.

Die Topologie der 1 kann auch in umgekehrter Richtung betrieben werden, so dass der Gleichrichterschaltkreis als ein Inverter arbeitet und die phasenverschobene Vollbrücke als ein Gleichrichter arbeitet. Aufgrund der Transformatorverluste gibt es Spannungsspitzen in dem Inverterschaltkreis und oszillierende Transformatorströme. Der Betrieb in umgekehrter Richtung erlaubt es, auf der Basis der Topologie der 1 einen bidirektionalen Wandler zu erhalten. Details der Betriebsabläufe des Inverters der 1 beim Betrieb in umgekehrter Richtung werden weiter unten unter Bezug auf das Zeitdiagramm der 2 erläutert, welches eine Analyse der Ströme und Spannungen in dem Schaltkreis darstellt. The topology of 1 can also be operated in the reverse direction, so that the rectifier circuit operates as an inverter and the phase-shifted full bridge operates as a rectifier. Due to the transformer losses, there are voltage spikes in the inverter circuit and oscillating transformer currents. Operation in the reverse direction allows, based on the topology of 1 to obtain a bidirectional converter. Details of the operations of the inverter of the 1 when operating in the reverse direction, below with reference to the timing diagram of 2 which illustrates an analysis of the currents and voltages in the circuit.

Das US-Patent 6,937,483 B2 beschreibt eine Einrichtung und ein Verfahren zur Kommunikationssteuerung für einen isolierten Aufwärtswandler (englisch: boost converter), der Spannungsspitzen in dem Inverterschaltkreis durch Verwendung von Schaltern auf der Gleichrichterseite begrenzt. Der Konverter verwendet einen Induktor als Energiespeicher. Dieser Induktor trägt den vollen Versorgungs-/Laststrom. Deshalb können die Kupferverluste dieses Induktors zu einem Sinken der Gesamteffizienz des Wandlers führen.The U.S. Patent 6,937,483 B2 describes an apparatus and method for communication control for an isolated boost converter that limits voltage spikes in the inverter circuit by using switches on the rectifier side. The converter uses an inductor as energy storage. This inductor carries the full supply / load current. Therefore, the copper losses of this inductor can lead to a decrease in the overall efficiency of the transducer.

Ein aktiver Begrenzungsschaltkreis (englisch: active clamping circuit) („flyback snubber”) für einen bidirektionalen Vollbrückengleichspannungswandler wird in der Veröffentlichung „1.5 kW Isolated Bi-directional DC-DC Converter with a Flyback Snubber” PEDS 2009, Seiten 164–169, von T.-F. Wu, Y.-C. Chang, J.-G. Yang, Y.-C. Huang, S.-S. Shyu, and C.-L. Lee beschrieben. Der Flyback Snubber begrenzt allgemein eine hochfrequente Spannungsspitze von dem Transformator. Die absorbierte Energie wird in einem Haltekondensator (englisch: clamping capacitor) gespeichert. Dadurch reduziert der Begrenzungsschaltkreis das Klingeln (englisch: ringing) an den Schaltern der Niederspannungsseite aufgrund der Streuinduktivität des Trenntransformators. Die Energie aus dem Überschwingen (englisch: ringing) wird hochspannungsseitig zurückgewonnen. Zu diesem Zweck muss die Isolationsbarriere überschritten werden und der Rückgewinnungsschaltkreis, insbesondere der Hilfstransformator, muss dem Isolationsstandard genügen. Deshalb sind die Kosten für den Hilfstransformator relativ hoch.An active clamping circuit ("flyback snubber") for a bidirectional full-bridge DC-DC converter is disclosed in the publication "1.5 kW Isolated Bi-directional DC-DC Converter with a Flyback Snubber" PEDS 2009, pages 164-169, by T.-F. Wu, Y.-C. Chang, J.-G. Yang, Y.-C. Huang, S.-S. Shyu, and C.-L. lee described. The flyback snubber generally limits a high frequency voltage spike from the transformer. The absorbed energy is stored in a holding capacitor (English: clamping capacitor). As a result, the limiting circuit reduces the ringing on the switches of the low-voltage side due to the leakage inductance of the isolation transformer. The energy from the ringing is recovered on the high voltage side. For this purpose, the isolation barrier must be exceeded and the recovery circuit, in particular the auxiliary transformer, must meet the insulation standard. Therefore, the cost of the auxiliary transformer is relatively high.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNGSUMMARY OF THE INVENTION

Die vorliegende Erfindung zielt darauf ab, ein verbessertes Schaltnetzgerät bereitzustellen, das es ermöglicht, hochfrequente Spannungsspitzen am Transformatorausgang in einer einfachen und kosteneffizienten Weise zu reduzieren.The present invention aims to provide an improved switched-mode power supply which makes it possible to reduce high-frequency voltage spikes at the transformer output in a simple and cost-effective manner.

Dies wird mit den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche erreicht.This is achieved with the features of the independent claims.

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Schaltnetzgerät bereitgestellt. Das Schaltnetzgerät umfasst eine Spannungseingabeeinheit, die eingerichtet ist, eine Gleichspannung von einer Energieversorgung zu empfangen, eine Inverterschaltung, umfassend zwei Induktoren, die geeignet sind, Energie zu speichern und einen Schalterkreis, eingerichtet zum Konvertieren der Gleichspannung in eine Wechselspannung, eine aktive Begrenzungsschaltung, eingerichtet zum Abfangen von Spannungsüberschüssen, Speichern der Energie der Spannungsüberschüsse und Übertragen der gespeicherten Energie an die Energieversorgung, einen Transformator, angeordnet zwischen der Inverterschaltung und einem Kommutierungskreis mit Schaltern, eine mit dem Kommutierungskreis verbundene Last und eine Steuerschaltung, eingerichtet zum Steuern der Schalter des Schaltnetzgeräts. Die Steuerschaltung steuert die in dem Kommutierungskreis enthaltenen Schalter derart, dass der Strom in dem Streuinduktor des Transformators dieselbe Polarität hat, wie der transformierte Strom desjenigen der Induktoren der Inverterschaltung, der im nächsten Energieübertragungsintervall entladen wird, bevor das nächste Energieübertragungsintervall beginnt.According to a first aspect of the present invention, a switching power supply is provided. The switching power supply includes a voltage input unit configured to receive a DC voltage from a power supply, an inverter circuit including two inductors adapted to store power and a switching circuit configured to convert the DC voltage to an AC voltage, an active limiting circuit for intercepting voltage surges, storing the energy of the voltage surges and transmitting the stored energy to the power supply, a transformer arranged between the inverter circuit and a commutation circuit with switches, a load connected to the commutation circuit and a control circuit arranged to control the switches of the switching power supply. The control circuit controls the switches contained in the commutation circuit such that the current in the leakage inductor of the transformer has the same polarity as the transformed current of that of the inductors of the inverter circuit which is discharged in the next energy transfer interval before the next energy transfer interval begins.

Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Betrieb eines Schaltnetzgeräts als ein Gleichspannungs-Gleichspannunungs-Wandler (englisch: DC/DC converter) bereitgestellt. Das Schaltnetzgerät umfasst eine Inverterschaltung mit zwei Induktoren, die geeignet sind, Energie zu speichern, eine aktive Begrenzungsschaltung, einen Kommutierungskreis, einen zwischen der Inverterschaltung und dem Kommutierungskreis angeordneten Transformator und eine Last. Das Verfahren umfasst die Schritte des Empfangens einer Gleichspannung von einer Energieversorgung und des Wandelns der Gleichspannung in der Inverterschaltung. Das Verfahren umfasst weiterhin den Schritt des Abfangens von Spannungsüberschüssen in der aktiven Begrenzungsschaltung, des Speicherns der Energie der Spannungsüberschüsse und des Übertragens der gespeicherten Energie zu der Energieversorgung. Das Verfahren umfasst weiterhin die Schritte des Transformierens der Wechselspannung in dem Transformator und des Gleichrichters der transformierten Spannung in dem Kommutierungskreis. Weiterhin umfasst das Verfahren die Schritte des Steuerns von in dem Kommutierungskreis enthaltenen Schaltern, derart, dass der Strom in dem Streuinduktor des Transformators dieselbe Polarität hat, wie der transformierte Strom desjenigen der Induktoren der Inverterschaltung, der im nächsten Energieübertragungsintervall entladen wird, bevor das nächste Energieübertragungsintervall beginnt. Zusätzlich umfasst das Verfahren den Schritt des Ausgebens der gleichgerichteten transformierten Spannung an die Last.According to a second aspect of the present invention, there is provided a method of operating a switched mode power supply as a DC to DC converter. The switching power supply includes an inverter circuit having two inductors adapted to store energy, an active limiting circuit, a commutation circuit, a transformer disposed between the inverter circuit and the commutation circuit, and a load. The method includes the steps of receiving a DC voltage from a power supply and converting the DC voltage in the inverter circuit. The method further includes the step of intercepting voltage surges in the active limiting circuit, storing the energy of the voltage surges, and transmitting the stored energy to the power supply. The method further comprises the steps of transforming the AC voltage in the transformer and the rectifier of the transformed voltage in the commutation circuit. Furthermore, the method comprises the steps of controlling switches contained in the commutation circuit such that the current in the leakage inductor of the transformer has the same polarity as the transformed current of that of the inductors of the inverter circuit discharged in the next energy transfer interval before the next energy transfer interval starts. Additionally, the method includes the step of outputting the rectified transformed voltage to the load.

Es ist der besondere Ansatz der vorliegenden Erfindung, ein Schaltnetzgerät mit einem Stromdoppleraufbau und einer aktiven Begrenzungsschaltung (englisch: active clamping circuit) auf der Niederspannungsseite bereitzustellen, bei dem die Isolationsbarriere während der Energierückgewinnung mittels der aktiven Begrenzungsschaltung nicht überschritten wird. Deshalb wird gemäß der vorliegenden Erfindung die in dem Snubber-Kondensator gespeicherte Energie über den Hilfstransformator der aktiven Begrenzungsschaltung zu der Niederspannungsseite zurückgewonnen. Demzufolge wird die Isolationsbarriere nicht überschritten und die Komplexität und die Kosten des Hilfstransformators werden reduziert. It is the particular approach of the present invention to provide a switched mode power supply with a current Doppler structure and an active clamping circuit on the low voltage side, in which the isolation barrier is not exceeded during the energy recovery by means of the active limiting circuit. Therefore, according to the present invention, the energy stored in the snubber capacitor is recovered to the low voltage side via the auxiliary transformer of the active limiting circuit. As a result, the isolation barrier is not exceeded and the complexity and cost of the auxiliary transformer are reduced.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform steuert die Steuerschaltung weiterhin den Strom in dem Streuinduktor so dass er auch im Wesentlichen die gleiche Amplitude wie der transformierte Strom eines der Induktoren der Inverterschaltung hat. Dadurch kann eine primäre Reduktion der Spannungsspitze, die zu dem Snubber-Kondensator der aktiven Begrenzungsschaltung zu übertragen ist, erreicht werden.According to a preferred embodiment, the control circuit further controls the current in the leakage inductor so that it also has substantially the same amplitude as the transformed current of one of the inductors of the inverter circuit. Thereby, a primary reduction of the voltage spike to be transmitted to the snubber capacitor of the active clipping circuit can be achieved.

Weiter vorzugsweise wird die Amplitude des Stroms in dem Streuinduktor des Transformators unter Verwendung einer mathematischen Funktion vorhergesagt. Alternativ wird die Amplitude des Stroms in dem Streuinduktor des Transformators unter Verwendung einer Nachschlagetabelle (englisch: look-up table) vorhergesagt. Weiter alternativ wird die Amplitude des Stroms in dem Streuinduktor des Transformators durch Messen des transformierten Stroms eines der Induktoren des Inverters während eines vorhergehenden Energieübertragungsintervalls vorhergesagt.More preferably, the amplitude of the current in the leakage inductor of the transformer is predicted using a mathematical function. Alternatively, the amplitude of the current in the leakage inductor of the transformer is predicted using a look-up table. Still alternatively, the amplitude of the current in the leakage inductor of the transformer is predicted by measuring the transformed current of one of the inductors of the inverter during a previous energy transfer interval.

Vorzugsweise steuert die Steuerschaltung den Strom in dem Streuinduktor so, dass er dieselbe Polarität wie der Laststrom hat (genauer: der transformierte Strom desjenigen der Induktoren der Inverterschaltung, der im nächsten Energieübertragungsintervall entladen wird). Dies wird erreicht durch Steuern der Schaltfrequenz des Konverters (Schaltnetzgeräts) und dadurch Steuern der Freilaufzeit, derart, dass sie an die parasitäre Oszillation zwischen dem Streuinduktor und den parasitären Kapazitäten (Ausgangskondensatoren) der in dem Kommutierungskreis enthaltenen Schalter (primärseitige Schalter) angepasst ist. Weiter vorzugsweise werden auch die Amplituden des Stroms in dem Streuinduktor des Transformators und der transformierte Strom dieses Induktors der Inverterschaltung so gesteuert, dass sie im Wesentlichen gleich sind. Mit anderen Worten wird das Zeitintervall, währenddessen die Sekundärseite des Transformators des Schaltnetzgeräts kurzgeschlossen ist so eingestellt, dass der Streuinduktorstrom des Transformators und der transformierte Strom des Induktors der Inverterschaltung, der im nächsten Energieübertragungsintervall entladen wird, aneinander angepasst sind. Dadurch wird eine besonders weiche Kommutierung erreicht.Preferably, the control circuit controls the current in the leakage inductor to have the same polarity as the load current (more precisely, the transformed current of that of the inductors of the inverter circuit which is discharged in the next energy transfer interval). This is achieved by controlling the switching frequency of the converter (switching power supply) and thereby controlling the free-running time, such that it is adapted to the parasitic oscillation between the leakage inductor and the parasitic capacitances (output capacitors) of the switches (primary-side switches) contained in the commutation circuit. More preferably, the amplitudes of the current in the leakage inductor of the transformer and the transformed current of this inductor of the inverter circuit are also controlled to be substantially equal. In other words, the time interval during which the secondary side of the transformer of the switched-mode power supply is short-circuited is adjusted so that the stray inductor current of the transformer and the transformed current of the inductor of the inverter circuit which is discharged in the next energy transmission interval are matched to one another. As a result, a particularly soft commutation is achieved.

Ebenfalls wird der Strom in dem Streuinduktor des Transformators vorzugsweise unter Verwendung der Schalter in dem Kommutierungskreis gesteuert, den die Steuerschaltung aktiv so steuert, dass er den Strom in dem Streuinduktor in einem Freilaufintervall abfängt. „Abfangen” des Stroms in dem Streuinduktor bedeutet, dass verhindert wird, dass der Strom in dem Streuinduktor des Transformators auf der Primärseite oszilliert, da der Kondensator nicht wieder geladen werden kann.Also, the current in the leakage inductor of the transformer is preferably controlled using the switches in the commutation circuit which the control circuit actively controls to trap the current in the leakage inductor in a freewheeling interval. "Intercepting" the current in the leakage inductor means that the current in the leakage inductor of the transformer on the primary side is prevented from oscillating because the capacitor can not be recharged.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform wird der Strom in dem Streuinduktor des Transformators unter Verwendung einer variablen Induktivität gesteuert, die zu dem von den parasitären Kapazitäten der Schalter des Kommutierungskreises und der parasitären Induktivität des Transformators gebildeten Resonator hinzugefügt wird, um die Zeitkonstante der Resonanz, die im Freilauf auftritt, zu steuern.According to a preferred embodiment, the current in the leakage inductor of the transformer is controlled using a variable inductance added to the resonator formed by the parasitic capacitances of the switches of the commutation circuit and the parasitic inductance of the transformer to free the time constant of the resonance occurs, control.

Ebenfalls wird vorzugsweise der Strom in dem Streuinduktor des Transformators unter Verwendung eines veränderlichen Kondensators gesteuert, der den durch die parasitären Kapazitäten der Schalter des Kommutierungskreises und die parasitäre Induktivität des Transformators gebildeten Resonator hinzugefügt wird, um die Zeitkonstante der Resonanz, die während des Freilaufs auftritt, zu steuern. Mit anderen Worten, wird ein zusätzlicher variabler Induktor und/oder Kondensator dem Resonator (englisch: „resonance tank”), der durch die parasitäre Kapazität der Schalter (Coss) und die parasitäre Induktivität des Transformators gebildet wird, hinzugefügt.Also, preferably, the current in the leakage inductor of the transformer is controlled using a variable capacitor added to the resonator formed by the parasitic capacitances of the switches of the commutation circuit and the parasitic inductance of the transformer to determine the time constant of the resonance that occurs during freewheeling. to control. In other words, an additional variable inductor and / or capacitor is added to the resonator ("tank"), which is formed by the parasitic capacitance of the switches (Coss) and the parasitic inductance of the transformer.

Ebenfalls wird vorzugweise die Streuinduktivität des Transformators mit einem zusätzlichen Induktor erhöht. Ebenfalls werden vorzugsweise die parasitären Kapazitäten der Schalter mit zusätzlichen Kondensatoren erhöht, um die Ausgangskapazitäten der Schalter in dem Kommutierungskreis zu erhöhen. Damit kann eine Anpassung der Parameter der parasitären Oszillation erreicht werden.Also, preferably, the stray inductance of the transformer is increased with an additional inductor. Also preferably, the parasitic capacitances of the switches are increased with additional capacitors to increase the output capacitances of the switches in the commutation circuit. This allows an adaptation of the parameters of the parasitic oscillation can be achieved.

Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das Schaltnetzteil angepasst, als ein bidirektionaler Konverter betrieben zu werden. In dieser Ausführungsform ist der Kommutierungskreis eingerichtet, als ein Inverter zu arbeiten und die Inverterschaltung ist eingerichtet, als ein Kommutierungskreis zu arbeiten. Dies kann durch Verwendung aktiver Schalter sowohl auf der primären als auch auf der sekundären Seite erreicht werden, anstelle dass man nur Dioden für die Gleichrichtung verwendet. Vorzugsweise werden MOSFETs als Schalter verwendet. Durch Benutzen eines bidirektional betreibbaren Schaltnetgeräts kann ein Wandler wie etwa ein DC/DC-Konverter sowohl im Aufwärts- als auch im Abwärtsmodus (englisch: boost and buck mode) betrieben werden.According to a particularly preferred embodiment of the present invention, the switching power supply is adapted to be operated as a bidirectional converter. In this embodiment, the commutation circuit is arranged to operate as an inverter, and the inverter circuit is arranged to operate as a commutation circuit. This can be achieved by using active switches on both the primary and secondary sides instead of using only diodes for rectification. Preferably MOSFETs used as switches. By using a bidirectionally operable switch, a converter such as a DC / DC converter can be operated in both boost and buck mode.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist der Kommutierungskreis ein Vollbrückengleichrichter mit vier Schalteinrichtungen. Die Verwendung von vier Schalteinrichtungen (vorzugsweise Transistoren wie MOSFETs) ermöglicht einen bidirektionalen Betrieb.According to a preferred embodiment, the commutation circuit is a full-bridge rectifier with four switching devices. The use of four switching devices (preferably transistors such as MOSFETs) allows bidirectional operation.

Ebenfalls enthält die Steuerschaltung vorzugsweise einen Anschluss, der eingerichtet ist, um mit der Last und/oder der Energieversorgung zu kommunizieren. Dadurch wird die Flexibilität des Steuerns des Schaltnetzgeräts erhöht.Also, the control circuit preferably includes a port configured to communicate with the load and / or the power supply. This increases the flexibility of controlling the switching power supply.

Die Steuerschaltung ist vorzugsweise eine digitale Steuerschaltung. Weiter vorzugsweise enthält die Steuerschaltung einen digitalen Signalprozessor.The control circuit is preferably a digital control circuit. Further preferably, the control circuit includes a digital signal processor.

Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand abhängiger Patentansprüche.Further features and advantages of the present invention are the subject of dependent claims.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGENBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

Zusätzliche Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden in der detaillierten Beschreibung erläutert und in den beigefügten Zeichnungen dargestellt, wobei:Additional features and advantages of the present invention will be set forth below in the detailed description and illustrated in the accompanying drawings, in which:

1 einen herkömmlichen Vollbrückenwandler darstellt, der bidirektional betrieben werden kann, 1 a conventional full bridge converter that can be operated bi-directionally,

2 ein Zeitablaufdiagramm zur Analyse von Strömen und Spannungen in der Schaltung von 1 darstellt, wenn diese in umgekehrter Richtung betrieben wird, 2 a timing diagram for the analysis of currents and voltages in the circuit of 1 represents when it is operated in the opposite direction,

3 ein Schaltplan eines Schaltnetzgeräts gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, 3 FIG. 3 is a circuit diagram of a switching power supply according to an embodiment of the present invention; FIG.

4 die Funktionalität des aktiven Frequenzsteueralgorithmus zum Erreichen eines weichen Schaltverhaltens in dem Kommutierungskreis gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, und 4 represents the functionality of the active frequency control algorithm for achieving a smooth switching behavior in the commutation circuit according to an embodiment of the present invention, and

5 ein Stromabfang-Schaltmuster zum Erreichen eines weichen Schaltverhaltens im Kommutierungskreis gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. 5 FIG. 5 illustrates a current intercept switching pattern for achieving a smooth switching behavior in the commutation circuit according to another embodiment of the present invention.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNGDETAILED DESCRIPTION

Bildlich dargestellte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden unter Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.Illustrated embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

Mit den beschriebenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann die Effizienz von bidirektionalen DC/DC-Leistungswandlern wesentlich erhöht werden. Die Schalter in dem Kommutierungskreis werden aktiv so gesteuert, dass der Strom in dem Streuinduktor dieselbe Polarität und vorzugsweise auch dieselbe Amplitude hat, wie der Laststrom, bevor eine Kommutierung erfolgt. Dies kann zum Beispiel realisiert werden, in dem die Schaltfrequenz des Wandlers gesteuert wird, und damit die Zeitdauer des Freilaufs so gesteuert wird, dass sie an die parasitäre Oszillation zwischen dem Streuinduktor und den Ausgangskondensatoren der primärseitigen Schalter angepasst wird. In Kombination mit einer aktiven Begrenzungsschaltung wird die Spannungsbeaufschlagung in der Inverterschaltung auf der Unterspannungsseite reduziert. Damit können Schalteinrichtungen (speziell: MOSFETs) mit einer niedrigeren Durchbruchsspannung verwendet werden. Der besondere Vorteil der Verwendung von MOSFETs mit einer niedrigeren Durchbruchsspannung ist ein kleinerer Leitungswiderstand in dem MOSFET und deshalb eine Verringerung von Leitungsverlusten. Weiterhin wird ein weiches Schalten in dem Hochspannungs-Kommutierungskreis realisiert. Dadurch werden Probleme durch Funkstörungen (englisch: EMI-electro magnetic interference) minimiert und die Effizienz erhöht.With the described embodiments of the present invention, the efficiency of bidirectional DC / DC power converters can be significantly increased. The switches in the commutation circuit are actively controlled so that the current in the leakage inductor has the same polarity and preferably also the same amplitude as the load current before commutation occurs. This can be realized, for example, by controlling the switching frequency of the converter and by controlling the duration of the freewheel to be adapted to the parasitic oscillation between the leakage inductor and the output capacitors of the primary side switches. In combination with an active limiting circuit, the voltage application in the inverter circuit is reduced on the low voltage side. Switching devices (especially: MOSFETs) with a lower breakdown voltage can thus be used. The particular advantage of using MOSFETs with a lower breakdown voltage is a smaller line resistance in the MOSFET and therefore a reduction in line losses. Furthermore, a soft switching is realized in the high voltage commutation circuit. This minimizes problems due to radio interference (EMI-electro magnetic interference) and increases efficiency.

2 stellt ein Zeitablaufdiagramm zur Erklärung eines normalen Schaltmusters des herkömmlichen Schaltnetzgeräts der 1 dar, wenn dieses in umgekehrter Richtung betrieben wird (d. h. so, dass die Eingangsspannung der Sekundärseite 38 zugeführt wird, und die Ausgangsspannung an der Primärseite 34 anliegt. 2 FIG. 12 is a timing chart for explaining a normal switching pattern of the conventional switching power supply of FIG 1 when it is operated in the reverse direction (ie, so that the input voltage of the secondary side 38 is supplied, and the output voltage at the primary side 34 is applied.

Das Ablaufdiagramm wird unter Bezug auf das Zeitintervall zwischen t0 und t3 beschrieben, wobei das Schaltverhalten periodisch wiederholt wird (Schaltzyklus).The flowchart will be described with reference to the time interval between t0 and t3, wherein the switching behavior is repeated periodically (switching cycle).

Ein erstes Zeitintervall eines Schaltzyklus, von t0 bis t1 ([t0, t1]) ist ein Freilaufintervall. Ein Freilaufintervall ist ein Zeitabschnitt, während dessen keine Energie vom Spannungseingang auf der Sekundärseite an die Primärseite übertragen wird. Zum Zeitpunkt t0 wird der Schalter Q1 angeschaltet und die Schalter QA und QD sind abgeschaltet. Während dieses Zeitintervalls ist die Sekundärseite (Niederspannungsseite) durch Q1 und Q2 kurzgeschlossen. Durch den Leckstrom des Transformators tritt auf der Primärseite (Hochspannungsseite) eine Oszillation zwischen dem Streuinduktor und parasitären Kapazitäten von QA und QD auf (entweder Schalter QA und die Body-Diode des Schalters QD, oder die beiden Body-Dioden von QA und QD).A first time interval of a switching cycle, from t0 to t1 ([t0, t1]) is a freewheeling interval. A freewheeling interval is a period of time during which no energy is transferred from the voltage input on the secondary side to the primary side. At time t0, the switch Q 1 is turned on and the switches Q A and Q D are turned off. During this time interval, the secondary side (low voltage side) is shorted by Q 1 and Q 2 . Due to the leakage current of the transformer occurs on the primary side (high voltage side) an oscillation between the leakage inductor and parasitic Capacities of Q A and Q D on (either switch Q A and the body diode of the switch Q D , or the two body diodes of Q A and Q D ).

Im folgenden Zeitintervall [t1, t2], tritt eine Energieübertragung auf. Bei t1 wird Q2 ausgeschaltet, und QB und QC werden eingeschaltet. Der Wert des Primärstroms des Transformators hängt von der Schwingungsperiode und der Länge des vorhergehenden Freilaufintervalls, [t0, t1], ab. Der Strom von L2 lädt den parasitären Kondensator von Q2 und den Primärstrom des Transformators auf. Der Transformatorstrom steigt von t1 bis t1', um den Wert von IL2 zu erreichen (d. h. den durch die Induktivität L2 fließenden Strom), und die momentane Stromdifferenz ΔI = IL2 – n·Iprimary fließt direkt zu dem parasitären Kondensator von Q2, wobei sie eine sehr hohe Spannungsspitze verursacht. In der vorstehenden Formel bedeutet n das Übertragungsverhältnis des Transformators, d. h. n = N1/N2, wobei N1 die Windungszahl auf der Primärseite ist und N2 die Windungszahl auf der Sekundärseite ist. Weiterhin wird die gesamte Ausgangsspannung während des Zeitintervalls [t1, t1'] an den Streuinduktor angelegt, und dadurch der Anstieg der primären Ausgangsspannung des Transformators verzögert. Es ist ein Nachteil, dass dadurch das tatsächliche Tastverhältnis verglichen mit dem auf die Schalter Q1 und Q2 angewandten Tastverhältnis leicht verlängert wird, wobei das Tastverhältnis den Wert von Ausgangsspannung oder -strom während des Aufwärtswandlerbetriebs steuert.In the following time interval [t1, t2], an energy transfer occurs. At t1, Q 2 is turned off, and Q B, and Q C are turned on. The value of the primary current of the transformer depends on the oscillation period and the length of the previous freewheeling interval, [t0, t1]. The current of L 2 charges the parasitic capacitor of Q 2 and the primary current of the transformer. The transformer current increases from t1 to t1 'to reach the value of IL2 (ie the current flowing through the inductor L 2 ) and the instantaneous current difference ΔI = IL2 -n * I primary flows directly to the parasitic capacitor of Q 2 , causing a very high voltage spike. In the above formula, n represents the transformation ratio of the transformer, that is, n = N 1 / N 2 , where N 1 is the number of turns on the primary side and N 2 is the number of turns on the secondary side. Further, the entire output voltage is applied to the leakage inductor during the time interval [t1, t1 '], thereby delaying the increase of the primary output voltage of the transformer. It is a disadvantage that this slightly lengthens the actual duty cycle compared to the duty cycle applied to the switches Q 1 and Q 2 , the duty cycle controlling the value of output voltage or current during boosting operation.

Im folgenden Zeitabschnitt [t2, t3] tritt ähnlich wie in [t0, t1] ein Freilaufintervall auf. Bei t2 wird der Schalter Q2 eingeschaltet und die Schalter QB und QC werden ausgeschaltet. Eine Schwingung tritt zwischen dem Streuinduktor und den parasitären Kapazitäten von QB und QC, (oder QB und der Body-Diode von QC oder den beiden Body-Dioden von QB und QC) auf.In the following period [t2, t3], a free-wheeling interval occurs similar to [t0, t1]. At t2, the switch Q 2 is turned on and the switches Q B and Q C are turned off. An oscillation occurs between the leakage inductor and the parasitic capacitances of Q B and Q C , (or Q B and the body diode of Q C or the two body diodes of Q B and Q C ).

Das letzte Intervall [t3, t0] ist erneut ein Energieübertragungsintervall. Bei t1 wird der Schalter Q1 ausgeschaltet, und die Schalter QA und QD werden eingeschaltet. Der Wert des Primärstroms des Transformators hängt von der Schwingungsperiode und der Länge des vorhergehenden Freilaufintervalls ab. Der Strom von L1 lädt den parasitären Kondensator von Q1 und den Primärstrom des Transformators auf. Der Transformatorstrom steigt von t3 bis t3' auf den Wert von IL1, (d. h. den durch L1 fließenden Strom an) und die momentane Stromdifferenz ΔI = IL1 – n·Iprimary fließt direkt zu dem parasitären Kondensator Q1, wodurch sie eine sehr hohe Spannungsspitze erzeugt. Weiterhin wird die gesamte Ausgangsspannung während des Intervalls [t3, t3'] an den Streuinduktor angelegt, wodurch der Anstieg der primären Ausgangsspannung des Transformators verzögert wird. Dies vergrößert das wirkliche Tastverhältnis im Vergleich mit dem Tastverhältnis, das auf die Schalter Q1 und Q2 angewandt wird.The last interval [t3, t0] is again an energy transfer interval. At t1, the switch Q 1 is turned off, and the switches Q A and Q D are turned on. The value of the primary current of the transformer depends on the oscillation period and the length of the previous freewheeling interval. The current of L 1 charges the parasitic capacitor of Q 1 and the primary current of the transformer. The transformer current rises from t3 to t3 'to the value of IL1, (ie the current flowing through L1) and the instantaneous current difference ΔI = IL1 -n * I primary flows directly to the parasitic capacitor Q1, producing a very high voltage spike , Furthermore, the entire output voltage is applied to the stray inductor during the interval [t3, t3 '], thereby delaying the increase of the primary output voltage of the transformer. This increases the true duty cycle compared to the duty cycle applied to the switches Q 1 and Q 2 .

Wie aus dem Zeitablaufdiagramm der 2 ersichtlich ist, treten hochfrequente Spitzen („ripples”) auf, insbesondere, in dem Primärstrom des Transformators und der Sekundärspannung des Transformators. Das Auftreten dieser Spitzen ist das Ergebnis einer fehlenden Steuerung der Schwingungsperiode und der Länge der Freilaufintervalle.As from the timing diagram of 2 As can be seen, high-frequency spikes ("ripples") occur, in particular, in the primary current of the transformer and the secondary voltage of the transformer. The occurrence of these peaks is the result of a lack of control of the oscillation period and the length of the freewheeling intervals.

3 ist eine Darstellung eines Konverters (Schaltnetzgeräts) gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die rechte Seite von 3 ist die Sekundärseite (Niederspannungsseite). Eine Eingangsspannung Vsec wird einer Inverterschaltung mit zwei Schaltern S1 und S2 und zwei Induktoren L1 und L2 zugeführt. 3 FIG. 13 is an illustration of a converter (switching power supply) according to an embodiment of the present invention. FIG. The right side of 3 is the secondary side (low voltage side). An input voltage V sec is supplied to an inverter circuit having two switches S1 and S2 and two inductors L1 and L2.

Die zwei Induktoren L1 und L2 sind in der Lage, Energie von einer Gleichstromquelle zu speichern. Die Induktoren sind in einer Stromdopplerkonfiguration angeordnet, so dass jeder Induktor nur die Hälfte des Versorgungs-/Laststroms trägt, und es zur Annullierung des „ripple” kommt. Die Induktoren sind direkt mit dem Transformator verbunden. Beim Aufwärtsbetrieb (englisch: boost operation) arbeitet der Konverter als zweiphasig versetzter Aufwärtswandler (englisch: two phase interleaved boost converter). Die Inverterschalter werden verwendet, um Energie in den Induktoren zu speichern. Weiterhin umfasst die sekundärseitige Schaltung eine aktive Begrenzungsschaltung mit einem speziellen Aufbau. Die aktive Begrenzungsschaltung umfasst zwei Schalter (vorzugsweise: Halbleiterschalter wie etwa MOSFETs) AUX1 und AUX2, so dass die Quelle eines jeden der Schalter AUX1 und AUX2 mit dem Drain-Anschluss des jeweiligen der Inverterschalter S1 und S2 verbunden ist. Die Drain-Anschlüsse der Hilfsschalter AUX1 und AUX2 sind jeweils mit den Primär- und Sekundärwindungen eines Hilfstransformators verbunden. Die aktive Begrenzungsschaltung ist mit der Sekundärwindung des Haupttransformators Dioden Daux1 und Daux2 verbunden. Dadurch wird die in dem Snubber-Kondensator gespeicherte Energie über den Hilfstransformator zur Niederspannungsseite zurückgewonnen. Deshalb wird die Isolationsbarriere beim Energierückgewinnungsprozess nicht überschritten und die Komplexität und Kosten des Hilfstransformators werden reduziert.The two inductors L1 and L2 are capable of storing energy from a DC source. The inductors are arranged in a current Doppler configuration so that each inductor carries only half of the supply / load current and annihilating the ripple occurs. The inductors are connected directly to the transformer. In boost mode, the converter operates as a two-phase-shifted boost converter. The inverter switches are used to store energy in the inductors. Furthermore, the secondary-side circuit comprises an active limiting circuit having a specific structure. The active limiting circuit comprises two switches (preferably: semiconductor switches such as MOSFETs) AUX1 and AUX2 such that the source of each of the switches AUX1 and AUX2 is connected to the drain terminal of the respective one of the inverter switches S1 and S2. The drain terminals of the auxiliary switches AUX1 and AUX2 are respectively connected to the primary and secondary windings of an auxiliary transformer. The active limiting circuit is connected to the secondary winding of the main transformer diodes Daux1 and Daux2. As a result, the energy stored in the snubber capacitor is recovered via the auxiliary transformer to the low voltage side. Therefore, the isolation barrier in the energy recovery process is not exceeded and the complexity and cost of the auxiliary transformer are reduced.

Auf der linken Seite der 3 ist die Primärseite (Hochspannungsseite) dargestellt. Die Primärseite umfasst einen Kommutationskreis mit einem Vollbrückenaufbau, der vier aktive Schalter SA, SB, SC und SD enthält. Die Schalter sind vorzugsweise Halbleiterschalter und weiter vorzugsweise MOSFETs. Zwei Schalter SA und SB sind in Reihe geschaltet, um einen ersten Schalterstrang zu bilden und zwei weitere Schalter SC und SD sind in Reihe geschaltet, um einen zweiten Schalterstrang zu bilden. Jeder der Schalterstränge des Kommutierungskreises ist wiederum mit einer Seite der Primärwicklung des Transformators verbunden. Optional kann eine zusätzliche Induktivität Lr zwischen dem Transformator und einem der Schalterstränge angeschlossen sein. Die Induktivität erhöht die parasitäre Induktivität des Transformators, weil sie sich aktuell in Reihe mit dem Transformator befindet. Wenn die Induktivität als veränderlich gewählt wird, kann dadurch eine Einstellung der Größe des Leckstroms des Transformators ausgeführt werden, um die Oszillationseigenschaften des Resonators, der von den Streuinduktivitäten des Transformators und den parasitären Kapazitäten jedes der Schalter SA, SB, SC und SD (in der Zeichnung als parallel zum jeweiligen der Schalter dargestellt) gebildet wird. Weiterhin zeigt das Schema der 3 auch die Body-Dioden, die jedem der Schalter inhärent sind, die vorzugsweise mit Hilfe von MOSFETs realisiert werden. Die Ausgangsspannung Vpri, die auf der Primärseite bereitgestellt wird, wird mit einer Last (nicht dargestellt) verbunden. Zwischen dem Primärausgang und Erde (GND1) ist zusätzlich ein Kondensator Cpri vorgesehen, der Energie speichern kann. Der Kondensator Csec wird auch auf der Sekundärseite, zwischen dem Spannungseingang Vsec und Erde (GND2) vorgesehen.On the left side of the 3 the primary side (high voltage side) is shown. The primary includes a commutation circuit with a full bridge structure including four active switches SA, SB, SC and SD. The switches are preferably semiconductor switches and more preferably MOSFETs. Two switches SA and SB are connected in series to form a first circuit breaker and two further switches SC and SD are in series switched to form a second switch strand. Each of the switch strings of the commutation circuit is in turn connected to one side of the primary winding of the transformer. Optionally, an additional inductance Lr may be connected between the transformer and one of the switch strands. The inductance increases the parasitic inductance of the transformer because it is currently in series with the transformer. If the inductance is chosen to be variable, an adjustment of the magnitude of the leakage current of the transformer can be carried out to determine the oscillation characteristics of the resonator, the stray inductances of the transformer and the parasitic capacitances of each of the switches SA, SB, SC and SD (in the US Pat Drawing is shown as parallel to the respective switch) is formed. Furthermore, the scheme of the 3 also the body diodes inherent in each of the switches, which are preferably realized with the aid of MOSFETs. The output voltage V pri provided on the primary side is connected to a load (not shown). Between the primary output and ground (GND1) there is additionally provided a capacitor C pri which can store energy. The capacitor C sec is also provided on the secondary side, between the voltage input V sec and ground (GND2).

4 enthält eine Darstellung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der Schaltfrequenzsteuerung des Wandlers verwendet wird, um weiche Schaltcharakteristika zu erreichen, d. h., insbesondere, die Hochspannungsspitzen („ripples”) im Stand der Technik zu eliminieren. Das Zeitablaufdiagramm in 4 bezieht sich auf den Schaltplan der 3. Auch das Zeitablaufdiagramm der 4 wiederholt sich in den folgenden Schaltzyklen periodisch. 4 FIG. 12 includes an illustration of an embodiment of the present invention utilizing switching frequency control of the converter to achieve soft switching characteristics, ie, in particular, eliminating the prior art high voltage spikes ("ripples"). The timing diagram in 4 refers to the wiring diagram of 3 , Also the timing diagram of 4 Repeats periodically in the following switching cycles.

Das erste Intervall [t0, t1] ist wiederum ein Freilaufintervall. Zum Zeitpunkt t0 wird der Schalter S1 eingeschaltet und die Schalter SA und SD werden ausgeschaltet. Während dieses Zeitintervalls ist die Sekundärseite (Niederspannungsseite) durch die Schalter S1 und S2 kurzgeschlossen. Aufgrund des Leckstroms des Transformators tritt auf der Primärseite (Hochspannungsseite) zwischen dem Streuinduktor und den parasitären Kapazitäten der Schalter SA, SB, SC und SD Schwingung auf. Die Zeit zwischen t0 und t1 (d. h. die Länge des Zeitintervalls [t0, t1]) wird durch die Schaltfrequenz des Wandlers gesteuert. Für jedes Tastverhältnis, das den Wert von Ausgangsspannung oder -strom während des Hochsetzbetriebs (englisch: boost Operation) steuert, existiert eine Schaltfrequenz, für die die Freilaufzeitdauer t1–t0 exakt eine viertel Resonanzperiode zwischen dem Streuinduktor und den primärseitigen Schaltern ist. Die Schaltfrequenz wird so gesteuert, dass diese Bedingung erfüllt ist.The first interval [t0, t1] is again a freewheeling interval. At time t0, the switch S1 is turned on and the switches SA and SD are turned off. During this time interval, the secondary side (low voltage side) is short-circuited by the switches S1 and S2. Due to the leakage current of the transformer occurs on the primary side (high voltage side) between the stray inductor and the parasitic capacitances of the switches SA, SB, SC and SD oscillation. The time between t0 and t1 (i.e., the length of the time interval [t0, t1]) is controlled by the switching frequency of the converter. For each duty cycle that controls the value of output voltage or current during the boost operation, there exists a switching frequency for which the freewheeling time t1-t0 is exactly one-quarter resonance period between the leakage inductor and the primary-side switches. The switching frequency is controlled so that this condition is met.

Zum Zeitpunkt t1, am Beginn des Intervalls [t1, t2], wird der Schalter S2 ausgeschaltet. Der Wert des Transformatorprimärstroms hängt von der Schwingungsperiode und der Länge der vorhergehenden Freilaufperiode ab. Durch den speziellen Steueralgorithmus der vorliegenden Erfindung ist die Spannung in SB und SC exakt Null und beide Schalter können unter Null-Spannungsbedingung eingeschaltet werden (englisch: zero voltage switching-ZVS). Da der Transformatorstrom bereits dieselbe Richtung hat und sein Wert fast an den Strom IL2 angepasst ist, ist die momentane Stromdifferenz ΔI = IL2 – n × Iprimary, die die parasitäre Kapazität von S2 auflädt, viel kleiner als im Stand der Technik. Dadurch wird die Spannungsspitze über S2 reduziert. Der Rest der Spannungsspitze wird über die Diode Daux2 dem Dämpfungskondensator zugeführt. Zum Zeitpunkt t2 wird der Hilfsschalter AUX2 eingeschaltet, um die in dem Snubber-Kondensator gespeicherte Energie der Versorgungsseite zuzuführen. Zum Zeitpunkt t3 wird AUX2 ausgeschaltet. Während des Zeitintervalls [t1, t4] wird Energie von der Sekundärseite zur Primärseite übertragen.At the time t1, at the beginning of the interval [t1, t2], the switch S2 is turned off. The value of the transformer primary current depends on the oscillation period and the length of the previous freewheeling period. By the special control algorithm of the present invention, the voltage in SB and SC is exactly zero and both switches can be turned on under zero voltage switching condition (ZVS). Since the transformer current already has the same direction and its value is almost matched to the current IL2, the instantaneous current difference ΔI = IL2 -n x I primary , which charges the parasitic capacitance of S2, is much smaller than in the prior art. This reduces the voltage spike above S2. The remainder of the voltage peak is fed via the diode Daux2 the damping capacitor. At time t2, the auxiliary switch AUX2 is turned on to supply the power stored in the snubber capacitor to the supply side. At time t3, AUX2 is turned off. During the time interval [t1, t4] energy is transferred from the secondary side to the primary side.

Der Betrieb im Zeitintervall [t4, t5] ist ähnlich wie der Betrieb während des Zeitintervalls [t0, t1]. Zum Zeitpunkt t4 wird der Schalter S2 eingeschaltet.The operation in the time interval [t4, t5] is similar to the operation during the time interval [t0, t1]. At time t4, the switch S2 is turned on.

Am Beginn des nachfolgenden Zeitintervalls [t0, t5] wird der Schalter S2 ausgeschaltet. Wie froher erwähnt, hängt der Wert des Primärstroms des Transformators von der Oszillationsperiode und der Länge des vorhergehenden Freilaufintervalls ab. Aufgrund des besonderen Steueralgorithmus gemäß der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung ist die Spannung in den Schaltern SA und SD exakt Null, und beide Schalter können in ZVS-Zustand eingeschaltet werden. Da der Transformatorstrom bereits dieselbe Richtung hat und sein Wert fast an den des Stroms IL1 angepasst ist, ist die momentane Stromdifferenz ΔI = IL1 – n × Iprimary, die den parasitären Kondensator von S1 auflädt, wesentlich kleiner als konventionell. Dadurch wird die Spannungsspitze über S1 reduziert. Der Rest der Spannungsspitze wird über die Diode Daux1 zum Snubber-Kondensator übertragen. Zum Zeitpunkt t6, wird der Hilfschalter Aux2 eingeschaltet, um die in dem Snubber-Kondensator gespeicherte Energie auf die Versorgungsseite zu übertragen. Bei t7 wird Aux2 ausgeschaltet. Während des Zeitintervalls [t5, t0] wird Energie von der Sekundärseite zur Primärseite übertragen.At the beginning of the subsequent time interval [t0, t5], the switch S2 is turned off. As mentioned earlier, the value of the primary current of the transformer depends on the oscillation period and the length of the previous free-wheeling interval. Due to the special control algorithm according to the present embodiment of the invention, the voltage in the switches SA and SD is exactly zero, and both switches can be turned on in ZVS state. Since the transformer current already has the same direction and its value is almost matched to that of the current IL1, the instantaneous current difference ΔI = IL1 -n x I primary , which charges the parasitic capacitor of S1, is much smaller than conventional. This reduces the voltage spike across S1. The remainder of the voltage spike is transferred to the snubber capacitor via diode Daux1. At time t6, the auxiliary switch Aux2 is turned on to transfer the energy stored in the snubber capacitor to the supply side. At t7, Aux2 turns off. During the time interval [t5, t0] energy is transferred from the secondary side to the primary side.

Es wird weiter darauf verwiesen, dass IL1 und IL2 jeweils wieder den durch die Induktivität L1 und L2 fließenden Strom bedeuten, und n = N1/N2 das Übertragungsverhältnis des Transformators bezeichnet, d. h. das Verhältnis der Windungszahlen der Primär- und Sekundärwindungen.It is further noted that IL1 and IL2 respectively represent the current flowing through the inductors L1 and L2, and n = N1 / N2 denotes the transformation ratio of the transformer, i. H. the ratio of the number of turns of the primary and secondary windings.

5 ist ein Zeitablaufdiagramm zur Darstellung des Schaltmusters des Schaltnetzgeräts gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei Schalter und Kommutierungskreis so gesteuert werden, dass sie den Strom in dem Streuinduktor in einem Freilaufintervall abfangen. 5 FIG. 10 is a timing diagram illustrating the switching pattern of the switching power supply according to an embodiment of the present invention, wherein the switch and commutation circuit are controlled to intercept the current in the leakage inductor in a freewheeling interval.

Am Beginn eines Schaltzyklus, zur Zeit t0 wird der Schalter S1 eingeschaltet, und schließt die Sekundärseite kurz. Im nachfolgenden Zeitintervall, [t0, t0'], wird im bidirektionalen Fall der Schalter SD ausgeschaltet. Das Lecken des Transformators zwingt den Strom, durch den Schalter SA und die Body-Diode des Schalters SD zu fließen. Die Body-Diode von SD leitet nur so lange, bis der Primärstrom Null erreicht. Danach entlädt sich der parasitäre Kondensator des Schalters SC über den Schalter SA, der den Primärstrom in der anderen Richtung auflädt. Auch wird der parasitäre Kondensator von SD aufgeladen, und damit die Body-Diode von SD in umgekehrter Richtung vorgespannt. Zur Zeit t0, ist der parasitäre Kondensator von SC voll entladen.At the beginning of a switching cycle, at time t0, switch S1 is turned on and short circuits the secondary. In the subsequent time interval, [t0, t0 '], the switch SD is switched off in the bidirectional case. The leakage of the transformer forces the current to flow through the switch SA and the body diode of the switch SD. The body diode of SD only conducts until the primary current reaches zero. Thereafter, the parasitic capacitor of the switch SC discharges via the switch SA, which charges the primary current in the other direction. Also, the parasitic capacitor is charged by SD, biasing the body diode of SD in the reverse direction. At time t0, the parasitic capacitor of SC is fully discharged.

Im nachfolgenden Zeitintervall [t0', t1] leitet die Body-Diode des Schalters SC zu Beginn (t0'). Während des Zeitintervalls zirkuliert der Primärstrom des Transformators (Leckstrom) durch den Schalter SA und die Body-Diode des Schalters SC.In the subsequent time interval [t0 ', t1], the body diode of the switch SC conducts at the beginning (t0'). During the time interval, the primary current of the transformer (leakage current) circulates through the switch SA and the body diode of the switch SC.

Am Beginn des nachfolgenden Intervalls [t1, t2], zur Zeit t1, wird der Schalter SC unter der Bedingung ZVS (englisch: zero voltage switching-Schalten bei Nullspannung) eingeschaltet. Der Primärstrom des Transformators (Leckstrom) zirkuliert weiterhin durch den Schalter SA und SC. Um den Verlust zu minimieren, kann die Steuerung so konfiguriert sein, dass sie SC unmittelbar nach t0' einschaltet.At the beginning of the subsequent interval [t1, t2], at time t1, the switch SC is turned on under the condition ZVS (zero voltage switching switching at zero voltage). The primary current of the transformer (leakage current) continues to circulate through the switch SA and SC. To minimize the loss, the controller may be configured to turn SC on immediately after t0 '.

Zum Zeitpunkt t2, am Beginn des Intervalls [t2, t3], wird der Schalter SA ausgeschaltet. Der Primärstrom des Transformators (Leckstrom) wird daraufhin die parasitäre Kapazität von SA aufladen und die parasitäre Kapazität von SB entladen. Wenn die parasitäre Kapazität von SB vollständig entladen ist, ist die Diode SB in Vorwärtsrichtung vorgespannt, um den Primärstrom des Transformators (Leckstrom) zu leiten. Dieses Zeitintervall dient auch als eine „Totzeit”, um einen Kurzschluss auf der Primärseite zu verhindern.At the time t2, at the beginning of the interval [t2, t3], the switch SA is turned off. The primary current of the transformer (leakage current) will then charge the parasitic capacitance of SA and discharge the parasitic capacitance of SB. When the parasitic capacitance of SB is completely discharged, the diode SB is forward biased to conduct the primary current of the transformer (leakage current). This time interval also serves as a "dead time" to prevent a short circuit on the primary side.

Zum Zeitpunkt t3, am Beginn des Intervalls [t3, t6], wird der Schalter S2 ausgeschaltet, und der Schalter SB wird unter ZVS eingeschaltet. Weil der Transformatorstrom bereits dieselbe Richtung hat, und sein Wert ebenfalls fast an den Wert IL2 angepasst ist, ist die momentane Stromdifferenz ΔI = IL2 – n × Iprimary, die die parasitäre Kapazität von S2 auflädt, wesentlich kleiner als konventionell. Demzufolge ist die Spannungsspitze über S2 reduziert. Der Rest der Spannungsspitze wird über die Diode Daux2 zum Snubber-Kondensator übertragen. Zur Zeit t4 wird der Hilfsschalter Aux2 eingeschaltet, um die in dem Snubber-Kondensator gespeicherte Energie zur Versorgungsseite zu leiten. Zum Zeitpunkt t5 wird Aux2 ausgeschaltet. Während des Zeitintervalls [t3, t6] wird Energie von der Sekundärseite zur Primärseite übertragen.At time t3, at the beginning of the interval [t3, t6], the switch S2 is turned off and the switch SB is turned on under ZVS. Because the transformer current already has the same direction, and its value is also nearly matched to the value IL2, the instantaneous current difference ΔI = IL2 -nxI primary , which charges the parasitic capacitance of S2, is much smaller than conventional. As a result, the voltage spike is reduced above S2. The remainder of the voltage spike is transferred to the snubber capacitor via diode Daux2. At time t4, the auxiliary switch Aux2 is turned on to conduct the energy stored in the snubber capacitor to the supply side. At time t5, Aux2 is turned off. During the time interval [t3, t6] energy is transferred from the secondary side to the primary side.

Am Beginn des nächsten Intervalls [t6, t6'], dem Zeitpunkt t6, wird der Schalter S2 eingeschaltet, und schließt die Sekundärseite kurz. Im bidirektionalen Fall wird der Schalter SC ausgeschaltet.At the beginning of the next interval [t6, t6 '], the time t6, the switch S2 is turned on, and short-circuits the secondary side. In the bidirectional case, the switch SC is turned off.

Das Lecken des Transformators zwingt den Strom, durch den Schalter SB und die Body-Diode des Schalters SC zu fließen. Die Body-Diode leitet nur solange, bis der Primärstrom Null erreicht. Danach entlädt sich die parasitäre Kapazität des Schalters SD durch den Schalter SB, der den Primärstrom in der anderen Richtung aufladen wird. Darüber hinaus wird die parasitäre Kapazität von SC aufgeladen, so dass die Diode SC in umgekehrter Richtung vorgespannt ist. Bei t0' ist die parasitäre Kapazität SD voll entladen.The leakage of the transformer forces the current to flow through the switch SB and the body diode of the switch SC. The body diode only conducts until the primary current reaches zero. Thereafter, the parasitic capacitance of the switch SD discharges through the switch SB, which will charge the primary current in the other direction. In addition, the parasitic capacitance of SC is charged, so that the diode SC is biased in the reverse direction. At t0 ', the parasitic capacitance SD is fully discharged.

Bei t6', dem Beginn des nachfolgenden Intervalls [t6', t7], leitet die Body-Diode des Schalters SD. Während dieses Zeitintervalls zirkuliert der Primärstrom des Transformators (Leckstrom) durch den Schalter SB und die Body-Diode des Schalters SD.At t6 ', the beginning of the subsequent interval [t6', t7], the body diode of the switch SD is conducting. During this time interval, the primary current of the transformer (leakage current) circulates through the switch SB and the body diode of the switch SD.

Zur Zeit t7, am Beginn des nachfolgenden Zeitintervalls [t7, t8], wird der Schalter SD unter der ZVS-Bedingung eingeschaltet. Der Primärstrom des Transformators (Leckstrom) zirkuliert weiterhin durch den Schalter SB und den Schalter SD. Zur Verlustminimierung kann der Kontroller so konfiguriert sein, dass er SD unmittelbar nach t6' einschaltet.At time t7, at the beginning of the subsequent time interval [t7, t8], the switch SD is turned on under the ZVS condition. The primary current of the transformer (leakage current) continues to circulate through the switch SB and the switch SD. For loss minimization, the controller may be configured to turn on SD immediately after t6 '.

Am Beginn des Zeitintervalls [t8, t9], t8, wird der Schalter SB ausgeschaltet. Der Primärstrom des Transformators (Leckstrom) wird dann die parasitäre Kapazität von SB aufladen und die parasitäre Kapazität von SA entladen. Wenn die parasitäre Kapazität von SA komplett entladen ist, ist die Body-Diode des Schalters SA in Vorwärtsrichtung vorgespannt, um den Primärstrom des Transformators (Leckstrom) zu leiten. Dieses Zeitintervall dient auch als eine „Totzeit”, um einen Kurzschluss auf der Primärseite zu vermeiden.At the beginning of the time interval [t8, t9], t8, the switch SB is turned off. The primary current of the transformer (leakage current) will then charge the parasitic capacitance of SB and discharge the parasitic capacitance of SA. When the parasitic capacitance of SA is completely discharged, the body diode of the switch SA is forward biased to conduct the primary current of the transformer (leakage current). This time interval also serves as a "dead time" to avoid a short circuit on the primary side.

Schließlich wird zu Beginn des Zeitintervalls [t9, t0], der Zeit t9, der Schalter S1 ausgeschaltet und der Schalter SA wird unter ZVS eingeschaltet. Weil der Transformatorstrom bereits dieselbe Richtung hat, und sein Wert fast an den des Stroms IL1 angepasst ist, ist die momentane Stromdifferenz ΔI = IL1 – n × Iprimary, die die parasitäre Kapazität von S1 auflädt, viel kleiner als im Stand der Technik. Dadurch wird die Spannungsspitze über S1 reduziert. Der Rest der Spannungsspitze wird zu dem Snubber-Kondensator über die Diode Aux1 übertragen. Zur Zeit t10 wird der Hilfsschalter Aux1 eingeschaltet, um die in dem Snubber-Kondensator gespeicherte Energie zur Versorgungsseite zu leiten. Zur Zeit t11 wird der Schalter Aux1 ausgeschaltet. Während des Zeitintervalls [t9, t0] wird Energie von der Sekundärseite zur Primärseite übertragen.Finally, at the beginning of the time interval [t9, t0], the time t9, the switch S1 is turned off and the switch SA is turned on under ZVS. Because the transformer current already has the same direction and its value is almost equal to that of the current IL1, the instantaneous current difference ΔI = IL1 -nxI primary , which charges the parasitic capacitance of S1, is much smaller than in the prior art. This reduces the voltage spike across S1. The remainder of the voltage spike is transmitted to the snubber capacitor via diode Aux1. At time t10, the auxiliary switch Aux1 is turned on to conduct the energy stored in the snubber capacitor to the supply side. At time t11, the switch Aux1 is turned off. During the time interval [t9, t0] energy is transferred from the secondary side to the primary side.

Nachfolgend wird der Prozessablauf im nächsten Schaltzyklus wiederholt.Subsequently, the process flow is repeated in the next switching cycle.

Wie den Zeitablaufdiagrammen von 4 und 5 entnommen werden kann, umfasst jeder Schaltzyklus zwei Freilaufperioden und zwei Energieübertragungsperioden.Like the timing diagrams of 4 and 5 can be taken, each switching cycle comprises two freewheeling periods and two energy transmission periods.

Die vorliegende Erfindung, wie in den unabhängigen Ansprüchen definiert, ist nicht auf diejenigen speziellen Ausführungsformen beschränkt, die oben beschrieben wurden. Ein Fachmann ist sich dessen bewusst, dass eine Vielzahl weiterer Modifikationen der beschriebenen Ausführungsformen möglich sind. Kombinationen bestimmter Merkmale der hier und in den beigefügten Patentansprüchen beschriebenen Ausführungsformen können kombiniert werden, solange eine derartige Kombination nicht zu Widersprüchen führt.The present invention as defined in the independent claims is not limited to those specific embodiments described above. A person skilled in the art is aware that a large number of further modifications of the described embodiments are possible. Combinations of certain features of the embodiments described herein and in the appended claims may be combined as long as such combination does not lead to contradictions.

Zusammenfassend, betrifft die vorliegende Erfindung einen SNT-Wandler, der in der Lage ist hochfrequente Spannungsspitzen, die im Betrieb des Transformators auftreten, in einer effizienten und einfachen Weise zu unterdrücken. Der spezielle Steuerungsalgorithmus der Schalter eines Vollbrücken-Kommutierungskreises auf der Primärseite ermöglicht ein Anpassen der Polarität, und vorzugsweise auch der Amplitude des Transformatorleckstroms und des transformierten Inverterinduktivitätsstroms, um eine ZVS-Schaltbedingung zu ermöglichen. Dabei wird die Spannungsspitze bereits reduziert. Der Rest der Spannungsspitze wird über eine aktive Begrenzungsschaltung auf der Sekundärseite entfernt, die so eingerichtet ist, dass sie auch die Energie zur Sekundärseite (Niederspannungsseite) zurückgewinnt, ohne die Isolationsbarriere zu überschreiten.In summary, the present invention relates to an SNT converter capable of suppressing high-frequency voltage spikes occurring during operation of the transformer in an efficient and simple manner. The special control algorithm of the switches of a full-bridge commutation circuit on the primary side allows the polarity, and preferably also the amplitude, of the transformer leakage current and the transformed inverter inductor current to be adjusted to allow a ZVS switching condition. The voltage spike is already reduced. The remainder of the voltage spike is removed via an active limiting circuit on the secondary side, which is arranged to recover the energy to the secondary side (low voltage side) without exceeding the isolation barrier.

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG QUOTES INCLUDE IN THE DESCRIPTION

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  • „1.5 kW Isolated Bi-directional DC-DC Converter with a Flyback Snubber” PEDS 2009, Seiten 164–169, von T.-F. Wu, Y.-C. Chang, J.-G. Yang, Y.-C. Huang, S.-S. Shyu, and C.-L. Lee [0012] "1.5 kW Isolated Bi-directional DC-DC Converter with a Flyback Snubber" PEDS 2009, pages 164-169, by T.-F. Wu, Y.-C. Chang, J.-G. Yang, Y.-C. Huang, S.-S. Shyu, and C.-L. Lee [0012]

Claims (15)

Schaltnetzgerät, umfassend: eine Spannungseingabeeinheit, eingerichtet zum Empfangen einer Gleichspannung (Vsec) von einer Energieversorgung; eine Inverterschaltung, umfassend zwei Induktoren (L1, L2), die geeignet sind, Energie zu speichern, und einen Schalterkreis (S1, S2), eingerichtet zum Konvertieren der Gleichspannung (Vsec) in eine Wechselspannung; eine aktive Begrenzungsschaltung, eingerichtet zum Abfangen von Spannungsüberschüssen, Speichern der Energie der Spannungsüberschüsse und Übertragen der gespeicherten Energie an die Energieversorgung; einen Transformator, angeordnet zwischen der Inverterschaltung und einem Kommutierungskreis mit Schaltern (SA, SB, SC, SD); eine Last, verbunden mit dem Kommutierungskreis; und eine Steuerschaltung, eingerichtet zum Steuern der Schalter (SA, SB, SC, SD, S1, S2) des Schaltnetzgeräts; wobei die Steuerschaltung die in dem Kommutierungskreis enthalten Schalter (SA, SB, SC, SD) derart steuert, dass der Strom in dem Streuinduktor des Transformators dieselbe Polarität hat, wie der transformierte Strom desjenigen der Induktoren der Inverterschaltung, der im nächsten Energieübertragungsintervall entladen wird, bevor das nächste Energieübertragungsintervall beginnt.A switched mode power supply comprising: a voltage input unit configured to receive a DC voltage (V sec ) from a power supply; an inverter circuit comprising two inductors (L1, L2) adapted to store energy, and a switch circuit (S1, S2) arranged to convert the DC voltage (V sec ) to an AC voltage; an active limiting circuit configured to capture excess voltage, store the energy of the voltage surges and transmit the stored energy to the power supply; a transformer arranged between the inverter circuit and a commutation circuit with switches (SA, SB, SC, SD); a load connected to the commutation circuit; and a control circuit configured to control the switches (SA, SB, SC, SD, S1, S2) of the switching power supply; wherein the control circuit controls the switches (SA, SB, SC, SD) included in the commutation circuit such that the current in the leakage inductor of the transformer has the same polarity as the transformed current of that of the inductors of the inverter circuit discharged in the next energy transfer interval, before the next energy transfer interval begins. Schaltnetzgerät nach Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung den Strom in dem Streuinduktor des Transformators so steuert, dass er im Wesentlichen die gleiche Amplitude hat, wie der transformierte Strom desjenigen der Induktoren der Inverterschaltung.A switch mode power supply according to claim 1, wherein the control circuit controls the current in the leakage inductor of the transformer to have substantially the same amplitude as the transformed current of that of the inductors of the inverter circuit. Schaltnetzgerät nach Anspruch 2, wobei die Amplitude des Stroms in dem Streuinduktor des Transformators unter Verwendung einer mathematischen Funktion vorhergesagt wird.A switching power supply according to claim 2, wherein the amplitude of the current in the leakage inductor of the transformer is predicted using a mathematical function. Schaltnetzgerät nach Anspruch 2, wobei die Amplitude des Stroms in dem Streuinduktor des Transformators unter Verwendung einer Nachschlagetabelle vorhergesagt wird.A switching power supply according to claim 2, wherein the amplitude of the current in the leakage inductor of the transformer is predicted using a look-up table. Schaltnetzgerät nach Anspruch 2, wobei die Amplitude des Stroms in dem Streuinduktor des Transformators durch die Messung des transformierten Stroms desjenigen der Induktoren der Inverterschaltung, der in einem vorangehenden Energieübertragungsintervall entladen wurde, vorhergesagt wird.A switch mode power supply according to claim 2, wherein the amplitude of the current in the leakage inductor of the transformer is predicted by measuring the transformed current of that of the inductors of the inverter circuit which has been discharged in a preceding power transmission interval. Schaltnetzgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Steuerschaltung den Strom in dem Streuinduktor des Transformators so steuert, dass die Polarität dieselbe ist, wie die des transformierten Stroms desjenigen der Induktoren der Inverterschaltung, der in dem nächsten Energieübertragungsintervall entladen wird, indem die Schaltfrequenz des Schaltnetzgeräts gesteuert wird und damit die Freilaufzeit (t1–t0, t5–t4) des Netzgeräts so gesteuert wird, dass sie an die parasitäre Oszillation zwischen dem Streuinduktor des Transformators und den parasitären Kapazitäten der Schalter (SA, SB, SC, SD), die in dem Kommutierungskreis enthalten sind, angepasst ist.A switching power supply according to any one of claims 1 to 5, wherein the control circuit controls the current in the leakage inductor of the transformer so that the polarity is the same as that of the transformed current of that of the inductors of the inverter circuit discharged in the next power transmission interval by the switching frequency is controlled by the switching power supply and thus the free-running time (t 1 -t 0 , t 5 -t 4 ) of the power supply is controlled so that it to the parasitic oscillation between the leakage inductor of the transformer and the parasitic capacitances of the switches (SA, SB, SC , SD) included in the commutation circuit. Schaltnetzgerät nach Anspruch 6, wobei die Steuerschaltung den Strom in dem Streuinduktor des Transformators so steuert, dass auch die Amplitude im Wesentlichen die Gleiche ist, wie die desjenigen der Induktoren der Inverterschaltung, der im nächsten Energieübertragungsintervall entladen wird, indem die Schaltfrequenz des Schaltnetzgeräts gesteuert wird, und dadurch die Freilaufzeit (t1–t0, t5–t4) des Netzgeräts so gesteuert wird, dass sie an die parasitäre Oszillation zwischen dem Streuinduktor des Transformators und den parasitären Kapazitäten der Schalter (SA, SB, SC, SD), die in dem Kommutierungskreis enthalten sind, angepasst ist.A switching power supply according to claim 6, wherein the control circuit controls the current in the leakage inductor of the transformer so that the amplitude is substantially the same as that of the inductors of the inverter circuit discharged in the next power transmission interval by controlling the switching frequency of the switching power supply , and thereby the free-running time (t 1 -t 0 , t 5 -t 4 ) of the power supply unit is controlled so that it to the parasitic oscillation between the stray inductor of the transformer and the parasitic capacitances of the switches (SA, SB, SC, SD) , which are included in the Kommutierungskreis adapted. Schaltnetzgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Strom in dem Streuinduktor des Transformators durch Verwendung der Schalter (SA, SB, SC, SD) in dem Kommutierungskreis gesteuert wird, den die Steuerschaltung aktiv steuert, um den Strom in dem Streuinduktor in einem Freilaufintervall abzufangen.A switching power supply according to any one of claims 1 to 7, wherein the current in the leakage inductor of the transformer is controlled by using the switches (SA, SB, SC, SD) in the commutation circuit which the control circuit actively controls to control the current in the leakage inductor in one Intercept free-wheeling interval. Schaltnetzgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der Strom in dem Streuinduktor des Transformators unter Verwendung eines variablen Induktors gesteuert wird, der dem durch die parasitären Kapazitäten der Schalter (SA, SB, SC, SD) des Kommutierungskreises und die parasitäre Induktivität des Transformators gebildeten Resonator hinzugefügt wird, um die Zeitkonstante der während des Freilaufs auftretenden Resonanz zu steuern.Switching power supply according to one of claims 1 to 8, wherein the current in the leakage inductor of the transformer is controlled by using a variable inductor, which is the by the parasitic capacitances of the switches (SA, SB, SC, SD) of the commutation circuit and the parasitic inductance of the transformer is added to control the time constant of the resonance occurring during the freewheeling. Schaltnetzgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der Strom in dem Streuinduktor des Transformators unter Verwendung eines variablen Kondensators gesteuert wird, der dem durch die parasitären Kapazitäten der Schalter (SA, SB, SC, SD) des Kommutierungskreises und die parasitäre Induktivität des Transformators gebildeten Resonator hinzugefügt wird, um die Zeitkonstante der während des Freilaufs auftretenden Resonanz zu steuern.A switched-mode power supply according to any one of claims 1 to 9, wherein the current in the leakage inductor of the transformer is controlled by using a variable capacitor which is connected to the parasitic capacitances of the switches (SA, SB, SC, SD) of the commutation circuit and the parasitic inductance of the transformer is added to control the time constant of the resonance occurring during the freewheeling. Schaltnetzgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei die Streuinduktivität des Transformators mit einem zusätzlichen Induktor (Lr) erhöht wird.Switching power supply according to one of claims 1 to 10, wherein the leakage inductance of the transformer with an additional inductor (L r ) is increased. Schaltnetzgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei die Ausgangskapazitäten der Schalter (SA, SB, SC, SD) in dem Kommutierungskreis mit zusätzlichen Kondensatoren erhöht werden.Switching power supply according to one of claims 1 to 11, wherein the output capacitances of the switches (SA, SB, SC, SD) in the Kommutierungskreis be increased with additional capacitors. Schaltnetzgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 12, eingerichtet zum Betrieb als bidirektionaler Wandler, wobei der Kommutierungskreis zum Betrieb als Inverter eingerichtet ist und die Inverterschaltung zum Betrieb als Kommutierungskreis eingerichtet ist.Switched-mode power supply unit according to one of Claims 1 to 12, set up for operation as a bidirectional converter, the commutation circuit being set up to operate as an inverter, and the inverter circuit being set up for operation as a commutation circuit. Schaltnetzgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der Kommutierungskreis ein Vollbrückengleichrichter mit vier Schalteinrichtungen (SA, SB, SC, SD) ist.Switching power supply according to one of claims 1 to 13, wherein the commutation circuit is a full-bridge rectifier with four switching devices (SA, SB, SC, SD). Verfahren zum Betrieb eines Schaltnetzgeräts als ein DC/DC-Wandler, wobei das Schaltnetzgerät eine Inverterschaltung mit zwei Induktoren (L1, L2), die geeignet sind, Energie zu speichern, eine aktive Begrenzungsschaltung, einen Kommutierungskreis, einen zwischen der Inverterschaltung und dem Kommutierungskreis angeordneten Transformator und eine Last umfasst; wobei das Verfahren die Schritte umfasst: Empfangen einer Gleichspannung (Vsec) von einer Energieversorgung; Wandeln der Gleichspannung in eine Wechselspannung in der Inverterschaltung; Abfangen von Spannungsüberschüssen in der aktiven Begrenzungsschaltung, Speichern der Energie der Spannungsüberschüsse und Übertragen der gespeicherten Energie zu der Energieversorgung; Transformieren der Wechselspannung in dem Transformator; Gleichrichten der transformierten Spannung in dem Kommutierungskreis; Steuern von in dem Kommutierungskreis enthaltenen Schaltern (SA, SB, SC, SD) derart, dass der Strom in dem Streuinduktor des Transformators dieselbe Polarität hat, wie der transformierte Strom desjenigen der Induktoren der Inverterschaltung, der in dem nächsten Energieübertragungsintervall entladen wird, bevor das nächste Energieübertragungsintervall beginnt, und Ausgeben der gleichgerichteten transformierten Spannung an die Last.A method of operating a switched mode power supply as a DC / DC converter, wherein the switched mode power supply comprises an inverter circuit having two inductors (L1, L2) adapted to store energy, an active limiting circuit, a commutation circuit, one between the inverter circuit and the commutation circuit Transformer and a load includes; the method comprising the steps of: receiving a DC voltage (V sec ) from a power supply; Converting the DC voltage to an AC voltage in the inverter circuit; Intercepting voltage surges in the active limiting circuit, storing the energy of the voltage surges and transmitting the stored energy to the power supply; Transforming the AC voltage in the transformer; Rectifying the transformed voltage in the commutation circuit; Controlling switches (SA, SB, SC, SD) included in the commutation circuit such that the current in the leakage inductor of the transformer has the same polarity as the transformed current of that of the inductors of the inverter circuit discharged in the next energy transfer interval before next energy transfer interval begins, and outputting the rectified transformed voltage to the load.
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