CN107317500B - 一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法 - Google Patents

一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其步骤：确定四电平载波交叠PWM调制策略；根据调制策略对上、下母线电容电压的平衡控制；对中间母线电容电压的平衡控制，实现对母线电容电压平衡控制。四电平载波交叠PWM调制策略包含三个载波Cr1、Cr2、Cr3，分别对应开关管Sx1、Sx2、Sx3。载波Cr1、Cr2、Cr3为周期与相位相同的三角波，其中Cr1与Cr3的幅值为3/2，Cr2的幅值为3，Cr1的最低点是3/2，最高点是3，Cr2的最低点是0，最高点是3，Cr3的最低点是0，最高点是3/2。通过零序电压注入和微调开关管控制信号占空比的方法实现。本发明控制简单、易于实现，能够实现中点箝位型四电平变换器在全调制比和全功率因数范围内的母线电容电压平衡控制。

Description

一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法
技术领域
本发明涉及一种多电平变换器的控制方法，特别是关于一种针对中点箝位型四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法。
背景技术
中点箝位型(Neutral-Point Clamped，NPC)三电平变换器由于结构简单，使用器件少等优点，在工业中得到了广泛的应用，尤其适合3.3kV及以下电压等级功率变换场合，在轧钢、海上风电等领域得到了广泛的应用。但当电平数增加到四电平或五电平时则存在母线电容电压难以平衡的问题，限制了其在更高电压场合的应用。采用二极管箝位的中点箝位型四电平变换器如图1所示，其输入为恒定直流电压，通过三个相同的电容将直流母线分为相等的三段，其难点在于如何实现三个直流母线电容的电压平衡控制。常用的调制策略包括载波层叠PWM和空间矢量PWM两种。四电平载波层叠PWM示意图如图2所示，具有控制简单、易于实现、谐波性能好等优点，但无法实现中点箝位型四电平逆变器全调制比和全功率因数范围内的母线电容电压平衡，一般需要采用额外的硬件箝位或者采用背靠背结构，大大增加了系统体积和成本。空间矢量PWM示意图如图3所示，随着电平数的增多控制算法复杂，具有大量的冗余矢量，为实现母线电容电压平衡控制，通常利用不同冗余矢量对电容电压波动具有相反作用效果的原理，通过调整冗余矢量的作用时间来实现中点电位的平衡控制。但四电平空间矢量PWM具有大量的三角形扇区，一方面需要判断参考矢量所在扇区并进行相应运算，另一方面在采用冗余矢量实现母线电容平衡控制的同时要考虑不同矢量之间的切换以保证开关动作次数最少，不仅计算量大，编程实现也极其复杂。
发明内容
针对上述问题，本发明的目的是提供一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其能实现中点箝位型四电平变换器直流母线三个电容的电压平衡控制，具有控制算法简单、计算量小以及易于实现等突出优点。
为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其特征在于包括以下步骤：1)确定四电平载波交叠PWM调制策略；2)注入零序电压，并根据四电平载波交叠PWM调制策略对上、下母线电容电压的平衡控制；3)通过微调开关管控制信号占空比对中间母线电容电压的平衡控制，实现对中间母线电容电压的平衡控制，最终完成对母线三个电容电压的平衡控制。
优选地，所述步骤1)中，四电平载波交叠PWM调制策略为：三个载波Cr1、Cr2、Cr3分别对应上桥臂三个开关管Sx1、Sx2、Sx3，其中x代表三相桥臂a、b、c；载波Cr1、Cr2、Cr3为周期与相位相同的三角波，其中第一个载波Cr1与第三个载波Cr3的幅值为3/2，第二个载波Cr2的幅值为3；第一个载波Cr1的最低点是3/2，最高点是3，第二个载波Cr2的最低点是0，最高点是3，第三个载波Cr3的最低点是0，最高点是3/2；假设桥臂输出参考电压为urefx，当0≤urefx≤3，将参考电压urefx与载波Cr1、Cr2、Cr3分别比较则得到开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号：当参考电压大于载波时对应开关管控制信号为高电平，反之则为低电平。
优选地，所述步骤2)中，控制方法如下：2.1)根据a、b、c三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc计算出所有可选的关键零序电压；2.2)根据三相电流计算各个关键零序电压对应的母线中点电流；2.3)根据上、下母线电容电压差计算所需的目标中点电流；2.4)将各关键零序电压对应的中点电流与目标中点电流进行比较，选取使得两个中点电流相差最小的那个零序电压为最优零序电压uzopt；2.5)将最优零序电压与三相参考电压相加得到最终三相参考电压，利用四电平载波交叠PWM调制策略，实现上下母线电容电压的平衡控制。
优选地，所述步骤2.1)中，计算方法如下：将三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc排序，从大到小分别对应umax、umid、umin；若umid-umin>1.5，则存在2个关键零序电压：-umin和3-umax；若umid-umin<1.5且umax-umin>1.5，则存在3个关键零序电压：-umin、1.5-umid和3-umax；若umax-umin<1.5，则存在5个关键零序电压：-umin、1.5-umax、1.5-umid、1.5-umin和3-umax。
优选地，所述步骤2.2)中，计算方法如下：2.2.1)计算注入零序电压uz之后的实际参考电压urefx'为：urefx'＝urefx+uz；其中，urefx为桥臂输出参考电压；2.2.2)根据实际参考电压分别计算每相对应的中点电流iNx：
当0≤urefx′＜3/2时：iox为x相输出电流；
当3/2≤urefx′≤3时：
2.2.3)计算三相中点电流之和：
优选地，所述步骤2.3)中，计算方法如下：首先计算上下母线电容电压差：ΔuN＝ud3-ud1，ud1为上母线电容电压，ud3为下母线电容电压；
为平衡该电压差所需的目标中点电流为：
优选地，所述步骤3)中，具体控制方法如下：3.1)根据中间母线电容电压与给定电压的大小关系以及负载电流极性，分别判断每相三个开关管控制信号占空比的微调方向；3.2)采用已有PI控制或滞环控制算法计算每相控制信号占空比的微调量；3.3)根据每相参考电压以及三个控制信号占空比的微调方向和微调量得到最终占空比，实现中间母线电容电压的平衡控制。
优选地，所述步骤3.1)中，微调上桥臂三个开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比dx1、dx2、dx3宽度的方法如下：3.1.1)当ud2>E且iox>0、或ud2<E且iox<0时，需要减小dx1+dx3-2dx2；若0≤urefx＜3/2，dx1一直为0，此时增大dx2，为保证输出电压平均值不变，需要同时减小dx3；若3/2≤urefx≤3，dx3一直为1，此时可增大dx2，为保证输出电压平均值不变，需要同时减小dx1；3.1.2)当ud2>E且iox<0、或ud2<E且iox>0时，需要增大dx1+dx3-2dx2；若0≤urefx＜3/2，dx1一直为0，此时可减小dx2，为保证输出电压平均值不变，需要同时增大dx3；若3/2≤urefx≤3，dx3一直为1，此时减小dx2，为保证输出电压平均值不变，需要同时增大dx1。
优选地，所述上桥臂三个开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比dx1、dx2、dx3微调的宽度范围限制在10％以内。
本发明由于采取以上技术方案，其具有以下优点：1、本发明由于采用载波交叠PWM调制策略，避免了空间矢量PWM大量的数学运算和复杂的编程，易于实现。2、本发明通过将直流母线电容电压平衡控制分为两个解耦的控制目标，采用不同的方法分别实现了中间母线电容电压和上下母线电容电压的平衡控制，简化了母线电容电压平衡控制算法的复杂度，实现方便，降低了系统体积和成本。3、本发明所提出的载波交叠PWM调制策略具有中间母线电容平均充放电电流为零的特性，非理想条件下只需要通过简单的方法微调控制信号占空比即可实现中间直流母线电容电压的平衡控制。4、本发明采用基于零序电压注入的方法实现了上下母线电容电压的平衡控制，控制算法简单，计算量小，没有复杂的数学运算过程。
附图说明
图1是中点箝位型四电平变换器桥臂结构图；
图2是现有技术中四电平载波层叠PWM示意图；
图3是现有技术中四电平空间矢量PWM示意图；
图4是本发明的四电平载波交叠PWM示意图；
图5是本发明当0≤urefx＜3/2时开关信号与输出相电压示意图；
图6是本发明当3/2≤urefx≤3时开关信号与输出相电压示意图；
图7是本发明的母线电容电压平衡控制方法框图；
图8是采用本发明的调制策略与母线电容电压平衡控制方法的相电压、线电压和相电流仿真波形；
图9是采用本发明的调制策略与母线电容电压平衡控制方法的上母线电容电压、中间母线电容电压和下母线电容电压仿真波形。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进行详细的描述。
本发明提供一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其包括以下步骤：
1)确定四电平载波交叠PWM调制策略；
四电平载波交叠PWM调制策略为：如图4所示，三个载波Cr1、Cr2、Cr3分别对应上桥臂三个开关管Sx1、Sx2、Sx3，其中x代表三相桥臂a、b、c。三个载波Cr1、Cr2、Cr3为周期与相位相同的三角波，其中第一个载波Cr1与第三个载波Cr3的幅值为3/2，第二个载波Cr2的幅值为3；第一个载波Cr1的最低点是3/2，最高点是3，第二个载波Cr2的最低点是0，最高点是3，第三个载波Cr3的最低点是0，最高点是3/2。假设桥臂输出参考电压为urefx，当0≤urefx≤3，将urefx与载波Cr1、Cr2、Cr3分别比较则可得到开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号。当参考电压大于载波时对应开关管控制信号为高电平，反之则为低电平。
如图1所示，中点箝位型四电平变换器的直流母线由三个相同的电容串联，每个电容额定电压为E。上桥臂三个开关管Sx1、Sx2、Sx3与下桥臂三个开关管Sx1′、Sx2′、Sx3′的控制信号互补，以E为电压基值，负母线为电位零点，则其开关状态与输出电压Vox的关系如表1所示。
表1三个开关管Sx1、Sx2、Sx3开关状态与输出电压Vox的关系
S<sub>x1</sub> S<sub>x2</sub> S<sub>x3</sub> V<sub>ox</sub>
0 0 0 0
0 0 1 1
0 1 1 2
1 1 1 3
由表1可知，开关管Sx3必须先于开关管Sx2导通，开关管Sx2必须先于开关管Sx1导通，而输出电压Vox为开关管Sx1、Sx2、Sx3开关状态之和。
本发明的四电平载波交叠PWM调制策略满足Sx3先于Sx2导通，Sx2先于Sx1导通的开关原则。
如图5所示，当0≤urefx＜3/2时，可得到开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比分别为：
其中，dx1、dx2、dx3分别为Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比。
如图6所示，当3/2≤urefx≤3时，可得到开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比分别为：
根据式(1)和(2)，输出电压在一个载波周期的平均值uox为：
uox＝dx1+dx2+dx3＝urefx (3)
由式(3)可知，不管参考电压urefx处于什么范围，输出电压平均值都与参考电压相等，证明了本发明调制策略的正确性。
2)如图7所示，注入零序电压，并根据四电平载波交叠PWM调制策略对上、下母线电容电压的平衡控制；
对于中点箝位型四电平变换器，当输出电平为2时，负载电流流经母线中点N1，当输出电平为1时，负载电流流经母线中点N2，因此母线中点N1和N2在一个载波周期内的平均输出电流为：
其中，iox为x相输出电流；iN1x和iN2x分别为x相流出中点N1、N2的电流；x代表三相桥臂a、b、c；dx1、dx2、dx3分别为上桥臂三个开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比。一个载波周期内母线中点电流对于三个母线电容电压的影响分别为：
其中Δud1x、Δud2x、Δud3x分别为三个母线电容的电压增量，Ts为载波周期，Cd为单个母线电容值。
由于直流母线总电压为输入直流电源电压恒定不变，通过控制两个母线中点N1和N2的电流，可实现三个母线电容的电压平衡。对于上下母线电容，由式(5)和式(7)可知母线中点电流对其电压差的影响为：
式中，ΔuNx为下母线电容与上母线电容电压差。
由式(8)可知，上下母线电容电压差由母线中点电流iN1x和iN2x之和决定：
iNx＝iN1x+iN2x＝(dx3-dx1)·iox， (9)
式中，iNx为两个母线中点的电流iN1x和iN2x之和。
将开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比式(1)和(2)分别带入式(9)可得到：
当0≤urefx＜3/2时，
当3/2≤urefx≤3时
根据式(10)和(11)，iNx是一个关于urefx的分段函数。对于三相系统，其三相的中性点电流之和iN为
iN＝iNa+iNb+iNc (12)
为了调节总的中性点电流iN的大小，可采用零序电压注入的方法。假设注入的零序电压为uz，实际的参考电压urefx'为
urefx'＝urefx+uz (13)
根据式(10)和(11)，零序电压的注入使得参考电压的值发生了变化，进而可以改变中性点电流的大小。由于中性点电流与零序电压uz之间是一个复杂的分段函数，难以直接得到最优零序电压的解析表达式。为了兼顾母线电容电压控制算法的复杂度和控制效果，进一步减小开关损耗，选取使得某一相的参考电压urefx'为0、1.5或3的零序电压为关键零序电压，此时该相开关管不动作或者只有一对开关管动作。
因此，对上、下母线电容电压的平衡控制方法如下：
2.1)根据a、b、c三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc计算出所有可选的关键零序电压；其计算方法如下：
将三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc排序，从大到小分别对应umax、umid、umin。
若umid-umin>1.5，则存在2个关键零序电压：-umin和3-umax。
若umid-umin<1.5且umax-umin>1.5，则存在3个关键零序电压：-umin、1.5-umid和3-umax。
若umax-umin<1.5，则存在5个关键零序电压：-umin、1.5-umax、1.5-umid、1.5-umin和3-umax。
2.2)根据三相电流计算各个关键零序电压对应的母线中点电流，计算方法如下：
2.2.1)计算注入零序电压uz之后的实际参考电压urefx'为：
urefx'＝urefx+uz；
其中，urefx为桥臂输出参考电压；
2.2.2)根据实际参考电压分别计算每相对应的中点电流iNx：
当0≤urefx′＜3/2时：
当3/2≤urefx′≤3时：
2.2.3)计算三相中点电流之和：
2.3)根据上、下母线电容电压差计算所需的目标中点电流，计算方法如下：
首先计算上下母线电容电压差ΔuN：
ΔuN＝ud3-ud1，
其中，ud1为上母线电容电压，ud3为下母线电容电压。
为平衡该电压差所需的目标中点电流iNref为：
2.4)将各关键零序电压对应的中点电流与目标中点电流进行比较，选取使得两个中点电流相差最小的那个零序电压为最优零序电压uzopt。
2.5)将最优零序电压与三相参考电压相加得到最终三相参考电压，利用四电平载波交叠PWM调制策略，实现上下母线电容电压的平衡控制。
3)通过微调开关管控制信号占空比，实现对中间母线电容电压的平衡控制，最终完成对母线三个电容电压的平衡控制。
3.1)根据中间母线电容电压与给定电压的大小关系以及负载电流极性，分别判断每相三个开关管控制信号占空比的微调方向；
3.2)采用已有PI控制或滞环控制等算法计算每相控制信号占空比的微调量；
3.3)根据每相参考电压以及三个控制信号占空比的微调方向和微调量得到最终占空比，实现中间母线电容电压的平衡控制。
上述步骤3.1)中，对于中间母线电容，由式(6)可知其电压变化由iN1x和iN2x之差决定。将式(1)和(2)带入式(4)可知，不管参考电压urefx处于什么范围均满足iN1x＝iN2x，表明本发明的调制策略下中间母线电容的平均充放电电流为零，理想条件下能够实现中间母线电容电压的自平衡。
为实现中间母线电容电压非理想条件下的动态平衡控制，根据式(4)可微调dx1、dx2、dx3的宽度，具体方法如下：
3.1.1)当ud2>E且iox>0、或ud2<E且iox<0时，根据式(6)，需要减小dx1+dx3-2dx2。若0≤urefx＜3/2，dx1一直为0，此时可增大dx2，为保证输出电压平均值不变，也即满足式(3)，需要同时减小dx3；若3/2≤urefx≤3，dx3一直为1，此时可增大dx2，为保证输出电压平均值不变，需要同时减小dx1。其中，ud2为中间母线电容电压。
3.1.2)当ud2>E且iox<0、或ud2<E且iox>0时，根据式(6)，需要增大dx1+dx3-2dx2。若0≤urefx＜3/2，dx1一直为0，此时可减小dx2，为保证输出电压平均值不变，也即满足式(3)，需要同时增大dx3；若3/2≤urefx≤3，dx3一直为1，此时可减小dx2，为保证输出电压平均值不变，需要同时增大dx1。
为不影响输出电压谐波性能，dx1、dx2、dx3微调的宽度范围一般限制在10％以内，可通过精确计算或者PI控制、滞环控制等控制算法得到。
综上所述，本发明提出的母线电容电压平衡控制方法完全与负载功率因数无关，在任何调制比和功率因数下都能实现母线电容电压的平衡控制。
实施例：为了验证本发明调制策略与母线电容电压平衡控制方法的正确性，搭建了一套三相四电平中点箝位型逆变器仿真模型并进行仿真验证，仿真参数为：直流母线电压4500V，母线单个电容容量Cd＝1000μF，载波频率2kHz，调制比1.0，负载功率因数0.99，电流有效值200A。
如图8所示，是采用本发明的调制策略与母线电容电压平衡控制方法的相电压、线电压与相电流仿真波形。相电压为四电平，线电压为七电平，电流波形正弦度好。如图9所示，是采用本发明的调制策略与母线电容电压平衡控制方法的母线电容电压仿真波形，三个母线电容电压保持平衡，证明了该调制策略与母线电容电压平衡控制方法的正确性与有效性。
本发明所提出的调制策略与母线电容电压平衡控制方法适用于二极管箝位、有源中点箝位等多种中点箝位型四电平拓扑结构，具有相似的实现方式与控制效果。
上述各实施例仅用于说明本发明，各个步骤都是可以有所变化的，在本发明技术方案的基础上，凡根据本发明原理对个别步骤进行的改进和等同变换，均不应排除在本发明的保护范围之外。

Claims (8)

1.一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其特征在于包括以下步骤：
1)确定四电平载波交叠PWM调制策略；
2)注入零序电压，并根据四电平载波交叠PWM调制策略对上、下母线电容电压的平衡控制；
控制方法如下：
2.1)根据a、b、c三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc计算出所有可选的关键零序电压；
2.2)根据三相电流计算各个关键零序电压对应的母线中点电流；
2.3)根据上、下母线电容电压差计算所需的目标中点电流；
2.4)将各关键零序电压对应的中点电流与目标中点电流进行比较，选取使得两个中点电流相差最小的那个零序电压为最优零序电压uzopt；
2.5)将最优零序电压与三相参考电压相加得到最终三相参考电压，利用四电平载波交叠PWM调制策略，实现上下母线电容电压的平衡控制；
3)通过微调开关管控制信号占空比对中间母线电容电压的平衡控制，实现对中间母线电容电压的平衡控制，最终完成对母线三个电容电压的平衡控制。
2.如权利要求1所述的一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其特征在于：所述步骤1)中，四电平载波交叠PWM调制策略为：三个载波Cr1、Cr2、Cr3分别对应上桥臂三个开关管Sx1、Sx2、Sx3，其中x代表三相桥臂a、b、c；载波Cr1、Cr2、Cr3为周期与相位相同的三角波，其中第一个载波Cr1与第三个载波Cr3的幅值为3/2，第二个载波Cr2的幅值为3；第一个载波Cr1的最低点是3/2，最高点是3，第二个载波Cr2的最低点是0，最高点是3，第三个载波Cr3的最低点是0，最高点是3/2；假设桥臂输出参考电压为urefx，当0≤urefx≤3，将参考电压urefx与载波Cr1、Cr2、Cr3分别比较则得到开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号：当参考电压大于载波时对应开关管控制信号为高电平，反之则为低电平。
3.如权利要求1所述的一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其特征在于：所述步骤2.1)中，计算方法如下：
将三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc排序，从大到小分别对应umax、umid、umin；
若umid-umin>1.5，则存在2个关键零序电压：-umin和3-umax；
若umid-umin<1.5且umax-umin>1.5，则存在3个关键零序电压：-umin、1.5-umid和3-umax；
若umax-umin<1.5，则存在5个关键零序电压：-umin、1.5-umax、1.5-umid、1.5-umin和3-umax。
4.如权利要求1所述的一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其特征在于：所述步骤2.2)中，计算方法如下：
2.2.1)计算注入零序电压uz之后的实际参考电压urefx'为：
urefx'＝urefx+uz；
其中，urefx为桥臂输出参考电压；
2.2.2)根据实际参考电压分别计算每相对应的中点电流iNx：
当0≤urefx′＜3/2时：iox为x相输出电流；
当3/2≤urefx′≤3时：
2.2.3)计算三相中点电流之和：
5.如权利要求1所述的一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其特征在于：所述步骤2.3)中，计算方法如下：
首先计算上下母线电容电压差：ΔuN＝ud3-ud1，ud1为上母线电容电压，ud3为下母线电容电压；
为平衡该电压差所需的目标中点电流为：其中，Ts为载波周期，Cd为单个母线电容值。
6.如权利要求1所述的一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其特征在于：所述步骤3)中，具体控制方法如下：
3.1)根据中间母线电容电压与给定电压的大小关系以及负载电流极性，分别判断每相三个开关管控制信号占空比的微调方向；
3.2)采用已有PI控制或滞环控制算法计算每相控制信号占空比的微调量；
3.3)根据每相参考电压以及三个控制信号占空比的微调方向和微调量得到最终占空比，实现中间母线电容电压的平衡控制。
7.如权利要求6所述的一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其特征在于：所述步骤3.1)中，x代表三相桥臂a、b、c，微调上桥臂三个开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比dx1、dx2、dx3宽度的方法如下：
3.1.1)当ud2>E且iox>0、或ud2<E且iox<0时，需要减小dx1+dx3-2dx2；若0≤urefx＜3/2，dx1一直为0，此时增大dx2，为保证输出电压平均值不变，需要同时减小dx3；若3/2≤urefx≤3，dx3一直为1，此时增大dx2，为保证输出电压平均值不变，需要同时减小dx1；ud2为中间母线电容电压，urefx为桥臂输出参考电压，iox为x相输出电流；
3.1.2)当ud2>E且iox<0、或ud2<E且iox>0时，需要增大dx1+dx3-2dx2；若0≤urefx＜3/2，dx1一直为0，此时减小dx2，为保证输出电压平均值不变，需要同时增大dx3；若3/2≤urefx≤3，dx3一直为1，此时减小dx2，为保证输出电压平均值不变，需要同时增大dx1。
8.如权利要求7所述的一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法，其特征在于：所述上桥臂三个开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比dx1、dx2、dx3微调的宽度范围限制在10％以内。
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