CN107134930A - 基于mmc的电力电子配电变压器及其控制方法 - Google Patents

基于mmc的电力电子配电变压器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了基于MMC的电力电子配电变压器及其控制方法，其变压器包括依次连接的MMC整流器模块、DC‑DC隔离器和DC‑AC逆变器，MMC整流器模块的输入端与高压交流电网连接，DC‑AC逆变器的输出端与低压交流电网连接；其方法包括步骤：首先，高压交流电的整流；然后，MMC整流器模块的输出高压直流电压的降压；最后，低压直流电压的逆变；本发明IGBT使用的数量少，成本低，可靠性高，扩展容量方便，高压交流电网发生三相不平衡或者电压暂降故障时，电力电子配电变压器能够长期安全且可靠地运行，供电质量高，低压交流电网发生故障对高压交流电网的冲击波动小，效率高。

Description

基于MMC的电力电子配电变压器及其控制方法
技术领域
本发明属于电力设备技术领域，具体涉及一种基于MMC的电力电子配电变压器及其控制方法。
背景技术
由于节能降耗推动着能源结构的调整，使得风能、太阳能等可再生能源在电力能源中扮演的角色越来越重，因此，对于未来电网的智能化、灵活性、互动性等的要求也是越来越高。我国电网提出了智能电网的发展的目标，而这一目标的实现与否将主要取决于电网中使用的智能设备的性能和智能化水平。在目前电网使用的众多电气设备中，配电变压器是配电网中使用最为广泛、地位最为重要的电气设备之一，其主要功能是实现将6kV-35kV电压转变至380V电压供给用户使用。而且我国变压器年生产总容量的l/3是配电变压器。所以，配电变压器的性能指标以及智能化水平将会严重影响未来我国智能电网智能化水平和供电质量。
模块组合多电平变换器(Modular Multilevel Convert)，简称MMC，是一种新型的多电平拓扑，除了具有传统多电平整流器的优点，MMC采用模块化结构设计，便于系统扩容和冗余工作，具有故障穿越和恢复能力，系统可靠性高。然而，基于MMC的配电变压器的控制元件多，系统控制复杂，价格昂贵，在一定程度上限制了其应用。另外，在电力系统中，三相不平衡可分为故障性不平衡和非故障性不平衡两类。对于非故障性三相不平衡，虽允许在工况下长期存在，但只要输电线路三相不平衡大于一定程度，就会导致线路输送容量不足、线路损耗增大以及保护误动等问题，对电力系统产生危害；长期存在则会严重影响电网的安全、经济、稳定运行。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供了一种基于MMC的电力电子配电变压器及其控制方法，其IGBT使用的数量少，成本低，可靠性高，扩展容量方便，高压交流电网(4)发生三相不平衡或者电压暂降故障时，电力电子配电变压器能够安全且可靠地运行，供电质量高，低压交流电网(5)发生故障对高压交流电网(4)的冲击波动小，效率高。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：基于MMC的电力电子配电变压器，其特征在于：包括依次连接的MMC整流器模块、DC-DC隔离器和DC-AC逆变器，所述MMC整流器模块的输入端与高压交流电网连接，所述DC-AC逆变器的输出端与低压交流电网连接；所述DC-DC隔离器包括多个DC-DC隔离子单元，多个所述DC-DC隔离子单元的电压输入端依次串联连接在MMC整流器模块的直流输出端之间，多个所述DC-DC隔离子单元的输出端并联连接在DC-AC逆变器的直流输入端之间；所述DC-DC隔离子单元包括依次连接的子逆变器、子中频变压器和子整流器，所述子逆变器包括由上桥臂电容、上桥臂IGBT、下桥臂电容和下桥臂IGBT组成的单相全桥逆变电路，所述单相全桥逆变电路的输入端并联接有分压电容，所述子整流器为二极管不控桥式整流器。
上述的基于MMC的电力电子配电变压器，其特征在于：所述DC-AC逆变器为三相全桥逆变器，所述三相全桥逆变器与所述低压交流电网之间连接有滤波电感。
上述的基于MMC的电力电子配电变压器，其特征在于：所述二极管不控桥式整流器包括二极管桥式电路以及与所述二极管桥式电路的输出端并联的滤波电容。
上述的基于MMC的电力电子配电变压器，其特征在于：所述MMC整流器模块为三相六桥臂电路，所述三相六桥臂电路中每相均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和所述下桥臂均包括一个限流电抗器和M个串联连接的MMC子模块，所述M个串联连接的子模块的一端与限流电抗器的一端相接，所述限流电抗器的另一端与所述高压交流电网相接，所述串联连接的MMC子模块的另一端与所述子逆变器相接，所述MMC子模块包括半桥电路和子模块电容，所述子模块电容与所述半桥电路信号输出端并联。
上述的基于MMC的电力电子配电变压器，其特征在于：所述半桥电路由MMC上半桥IGBT和MMC下半桥IGBT组成。
本发明还提供了一种在高压交流电网输出三相不平衡或者电压暂降故障下能够长期稳定运行，功率损耗小、效率高的电力电子配电变压器控制方法，其特征在于该控制方法包括以下步骤：
步骤一、高压交流电的整流，过程如下：
步骤101、实时测量高压交流电网的A相电流瞬时值iA、A相电压瞬时值uSA、B相电流瞬时值iB、B相电压瞬时值uSB、C相电流瞬时值iC和C相电压瞬时值uSC；
步骤102、根据公式计算高压交流电网的A相瞬时电流的正序分量iA +、B相瞬时电流的正序分量iB +和C相瞬时电流的正序分量iC +；
根据公式计算高压交流电网的A相电流负序分量iA -、B相电流的负序分量iB -和C相电流的负序分量iC -；
根据公式计算高压交流电网的A相瞬时电压的正序分量uSA +、B相瞬时电压的正序分量uSB +和C相瞬时电压的正序分量uSC +；其中,ω为高压交流电网电压的角频率；
根据公式计算高压交流电网的A相瞬时电压的负序分量uSA -、B相瞬时电压的负序分量uSB -和C相瞬时电压的负序分量uSC -；
步骤103、对iA +、iB +和iC +进行dq变换可得q轴正序电流iq +和d轴正序电流id +，对iA -、iB -和iC -进行dq变换可得q轴负序电流iq -和d轴负序电流id -；
对uSA +、uSB +和uSC +进行dq变换可得q轴正序高压交流电网瞬时电压uSq +和d轴正序高压交流电网瞬时电压uSd +，对uSA -、uSB -和uSC -进行dq变换可得q轴负序高压交流电网瞬时电压uSq -和d轴负序高压交流电网瞬时电压uSd -；
步骤104、采用第一PI调节器对MMC整流器模块输出高压直流电压进行调节，获取d轴正序电流参考值其中，uDC *为MMC整流器模块输出高压直流电压设定值，uDC为MMC整流器模块输出高压直流电压实时测量值，Kp 1为所述第一PI调节器的比例系数，Ki 1为所述第一PI调节器的积分系数；
所述MMC整流器模块为三相六桥臂电路，所述三相六桥臂电路中每相均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和所述下桥臂均包括一个限流电抗器和M个串联连接的MMC子模块，所述M个串联连接的子模块的一端与限流电抗器的一端相接，所述限流电抗器的另一端与所述高压交流电网相接，所述串联连接的子模块的另一端与所述子逆变器相接，所述子模块包括半桥电路和子模块电容，所述子模块电容与所述半桥电路信号输出端并联；
步骤105、采用第二PI调节器对d轴正序电流参考值、q轴正序电流参考值、d轴负序电流参考值和q轴负序电流参考值进行调节，并根据公式计算MMC整流器模块d轴正序输入电压uMd +和MMC整流器模块q轴正序输入电压uMq +，根据公式计算d轴负序MMC整流器模块输入电压uMd -和q轴负序MMC整流器模块输入电压uMq -，其中，为q轴正序电流的参考值且 为d轴负序电流的参考值且 为q轴负序电流的参考值且Kp 2为第二PI调节器的比例系数，Ki 2为第二PI调节器的积分系数，L为所述限流电抗器的电感值；
步骤106、对uMd +和uMq +进行dq反变换得到MMC整流器模块A相正序输入电压uMA +、B相正序输入电压uMB +和C相正序输入电压uMC +；对uMd -和uMq -进行dq反变换得到MMC整流器模块A相负序输入电压uMA -、B相负序电压输入uMB -和C相负序输入电压uMC -；根据公式计算MMC整流器模块A相输入电压uMA、MMC整流器模块B相输入电压uMB和MMC整流器模块C相输入电压uMC；
步骤107、获取三相六桥臂电路各桥臂投入MMC子模块的数量：对三相六桥臂电路中每相的MMC子模块投入数量分别进行确定，且三相六桥臂电路中任意一相上的MMC子模块投入数量的确定方法均相同；
对三相六桥臂电路中每相的MMC子模块投入数量进行确定时，过程如下：
步骤I、根据公式计算三相六桥臂电路中每相下桥臂上的投入数目D1，其中，ceil(·)为向上取整函数，uM为MMC整流器模块三相电压中任意一相输入电压，ummc为子模块电容额定电压；
步骤II、根据公式D2＝M-D1，计算三相六桥臂电路中每相上桥臂上的投入数目D2；
步骤108、MMC整流器模块的输出高压直流电压实时测量值uDC的稳压：通过MMC子模块电容电压排序法确定各桥臂被投入的子模块完成对MMC整流器模块的输出高压直流电压uDC的稳压；
步骤109、循环步骤101至步骤108，对MMC整流器模块的输出高压直流电压实时测量值uDC进行输出；
步骤二、MMC整流器模块的输出高压直流电压的降压，过程如下：
步骤201、分压：采用多个DC-DC隔离子单元对MMC整流器模块的输出高压直流电压进行分压，利用子逆变器中的所述分压电容和所述桥臂电容对MMC整流器模块的输出高压直流电压进行两级分压，得到分压直流电压uFC；
步骤202、逆变：利用子逆变器中的两个IGBT分别导通50％对分压直流电压uFC进行逆变，得到方波交流电压；
步骤203、降压：子中频变压器对方波交流电压进行降压得到低压方波交流电压；
步骤204、整流及滤波：子整流器对所述低压方波交流电压进行整流得到低压直流电压，并对低压直流电压进行滤波去噪；
步骤三、低压直流电压的逆变，过程如下：
步骤301、采用DC-AC逆变器对低压直流电压进行逆变，同时测量DC-AC逆变器输出侧A相瞬时电压uva、B相瞬时电压uvb和C相瞬时电压uvc；
所述DC-AC逆变器为三相全桥逆变器，所述三相全桥逆变器与所述低压交流电网之间连接有滤波电感；
步骤302、对A相瞬时电压uva、B相瞬时电压uvb和C相瞬时电压uvc进行dq变换得到DC-AC逆变器d轴输出电压uvd和DC-AC逆变器q轴输出电压uvq；
步骤303、采用第三PI调节器对DC-AC逆变器d轴输出电压uvd和DC-AC逆变器q轴输出电压uvq进行调节，得到DC-AC逆变器d轴输出电压调整值uvd'和DC-AC逆变器q轴输出电压调整值uvq'，其中，uvd *为DC-AC逆变器d轴输出电压设定参考值，uvq*为DC-AC逆变器q轴输出电压设定参考值，Kp 3为第三PI调节器的比例系数，Ki 3为第三PI调节器的积分系数；
步骤304、对uvd′和uvq′进行dq逆变换，得到三相正弦调制波；
步骤305、对所述三相正弦调制波进行空间矢量控制，得到三相全桥逆变电路中的触发脉冲，根据所述触发脉冲控制三相全桥逆变器中IGBT，输出对称的三相正弦交流电压；
步骤306、循环步骤301至步骤305，实现低压直流电压的逆变。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
1、本发明采用的电力电子配电变压器通过设置DC-DC隔离器减少了IGBT使用的数量，简化了电力电子配电变压器的结构，降低了电力电子配电变压器的成本，提高了电力电子配电变压器的可靠性。
2、本发明采用的电力电子配电变压器设置的均压电容和桥臂电容对MMC整流器模块输出的高压直流电压进行逐级降压，结构简单，设计合理，扩展容量方便。
3、本发明采用的控制方法通过将q轴正序电流的参考值为和q轴负序电流的参考值均设置为0，使得电力电子配电变压器在额定容量不变的情况下，可以实现单位功率因数控制，电力电子配电变压器传输的有功功率得到提高，减小了电力电子配电变压器的损耗。
4、本发明采用的控制方法对MMC整流器模块进行基于序分量法的控制，通过将d轴负序电流的参考值和q轴负序电流的参考值均设置为0，抑制了高压交流电网输入到MMC整流器模块输入端口的负序分量，使得MMC整流器模块能够稳定输出高压直流电压，进而使得在高压交流电网发生三相不平衡或者电压暂降故障时，电力电子配电变压器能够长期安全且可靠地运行，提高了供电质量。
5、本发明采用的控制方法通过设置DC-DC隔离器并且对MMC整流器模块进行了电流闭环控制，使得高压交流电网和低压交流电网之间的隔离度高，低压交流电网发生故障对高压交流电网的冲击波动小。
6、本发明采用的控制方法通过对DC-AC逆变器进行空间矢量控制，提高了电压的利用率，进而电力电子配电变压器的效率高。
综上所述，本发明IGBT使用的数量少，成本低，可靠性高，扩展容量方便，高压交流电网发生三相不平衡或者电压暂降故障时，电力电子配电变压器能够长期安全且可靠地运行，供电质量高，低压交流电网发生故障对高压交流电网的冲击波动小，效率高。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明电力电子配电变压器的电路原理图。
图2为本发明电力电子配电变压器中DC-DC变压器的电路原理图。
图3为本发明电力电子配电变压器中半桥电路的电路原理图。
图4为本发明控制方法的流程框图。
附图标记说明:
1—MMC整流器模块； 2—DC-DC隔离器； 3—DC-AC逆变器；
1-1—半桥电路； 1-2—MMC子模块电容； 2-1—子逆变器；
2-2—子中频变压器； 2-3—子整流器, 4—高压交流电网；
5—低压交流电网。
具体实施方式
如图1和图2所示，包括依次连接的MMC整流器模块1、DC-DC隔离器2和DC-AC逆变器3，所述MMC整流器模块1的输入端与高压交流电网4连接，所述DC-AC逆变器3的输出端与低压交流电网5连接；所述DC-DC隔离器2包括多个DC-DC隔离子单元，多个所述DC-DC隔离子单元的电压输入端依次串联连接在MMC整流器模块1的直流输出端之间，多个所述DC-DC隔离子单元的输出端并联连接在DC-AC逆变器3的直流输入端之间；所述DC-DC隔离子单元包括依次连接的子逆变器2-1、子中频变压器2-2和子整流器2-3，所述子逆变器2-1包括由上桥臂电容、上桥臂IGBT、下桥臂电容和下桥臂IGBT组成的单相全桥逆变电路，所述单相全桥逆变电路的输入端并联接有分压电容，所述子整流器2-3为二极管不控桥式整流器。
需要说明的是，所述MMC整流器模块1的设置是为了将高压交流电网4的交流高压转换为直流高压，所述MMC整流器模块1具有输出电压质量高、效率高的优点；所述DC-DC隔离器2的设置是为了将所述直流高压转换为直流低压，DC-DC隔离器2有效地减少了IGBT的使用数量，降低了电力电子配电变压器的成本，并且由于需要控制的IGBT数量少，进而降低了DC-DC隔离器2的控制的难度，提高了DC-DC隔离器2的可靠性；多个DC-DC隔离子单元采用串联输入并联输出的结构方式有效地简化DC-DC隔离器2的控制难度，提高了电力电子配电变压器可靠性；DC-AC逆变器3的设置是为了将所述直流低压逆变为交流低压，DC-AC逆变器3控制简单，效率高；所述分压电容和桥臂电容的设置为了对所述直流高压进行逐级分压，实现容易，结构简单；所述子逆变器2-1、子中频变压器2-2和子整流器2-3均一一对应；所述子逆变器2-1的设置是为了将MMC整流器模块1输出的直流高压逆变为方波电压，子逆变器2-1是由两组桥臂电容和IGBT组成的全桥电路结构，与由四个IGBT组成的全桥电路结构相比，子逆变器2-1使用的IGBT数量少，成本低，其中，C1、C2……CN为容值相等的分压电容，C21、C31、C22、C32……C2N、C3N为容值相等的桥臂电容；所述子整流器2-3为二极管不控桥式整流器，结构简单，成本低，降低了电力电子配电变压器控制的难度。本实施例中，所述高压交流电网4的输出电压为10KV，频率为50Hz，低压交流电网5输出电压为380V，频率为50Hz，DC-DC隔离子单元的数量为10个，子中频变压器2-2的频率为5KHz，子中频变压器2-2的原边绕组与副边绕组的变比为1500:1000，子中频变压器2-2具有体积小、金属材料使用量少的优点。
所述DC-AC逆变器3为三相全桥逆变器，所述三相全桥逆变器与所述低压交流电网5之间连接有滤波电感。
如图1所示，本实施例中，三相全桥逆变器是由S3、S4、S5、S6、S7和S8六个IGBT组成，所述三相全桥逆变器与所述低压交流电网5之间连接有滤波电感L7、L8和L9，所述滤波电感的设置提高了DC-AC逆变器3输出电压的品质。
所述二极管不控桥式整流器包括二极管桥式电路以及与所述二极管桥式电路并联的滤波电容，所述滤波电容的两端为所述DC-DC隔离子单元的低压侧。
如图2所示，本实施例中，子整流器2-3包括由四个二极管两两相接组成的桥式电路，所述桥式电路的两端与所述滤波电容并联连接，所述二极管不控桥式整流器能够将交流电压整流为直流电压，无需进行单独的控制，易于实现，可靠性高。
所述MMC整流器模块1为三相六桥臂电路，所述三相六桥臂电路中每相均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和所述下桥臂均包括一个限流电抗器和M个串联连接的MMC子模块，所述M个串联连接的子模块的一端与限流电抗器的一端相接，所述限流电抗器的另一端与所述高压交流电网相接，所述串联连接的MMC子模块的另一端与所述子逆变器2-1相接，所述MMC子模块包括半桥电路1-1和子模块电容1-2，所述子模块电容1-2与所述半桥电路1-1信号输出端并联。
如图1所示，A相桥臂包括A相上桥臂和A相下桥臂，A相上桥臂由MMC子模块SMp1a、MMC子模块SMp2a……MMC子模块SMpMa串联连接而成，A相下桥臂由MMC子模块SMn1a、MMC子模块SMn2a……MMC子模块SMnMa串联连接而成；B相桥臂包括B相上桥臂和B相下桥臂，B相上桥臂由MMC子模块SMp1b、MMC子模块SMp2b……MMC子模块SMpMb串联连接而成，B相下桥臂由MMC子模块SMn1b、MMC子模块SMn2b……MMC子模块SMnMb串联连接而成；C相桥臂包括C相上桥臂和C相下桥臂，C相上桥臂由MMC子模块SMp1c、MMC子模块SMp2c……MMC子模块SMpMc串联连接而成，C相下桥臂由MMC子模块SMn1c、MMC子模块SMn2c……MMC子模块SMnMc串联连接而成；所述MMC子模块SMp1a、MMC子模块SMp1b和MMC子模块SMp1c的连接端与所述MMC子模块SMnMa、MMC子模块SMnMb和MMC子模块SMnMc的连接端之间的电压为MMC整流器模块1的输出高压直流电压；MMC子模块采用串联连接的方式，使得拓展容量方便、快捷；所述A相上桥臂与所述高压交流电网4之间连接有限流电抗器L1，B相上桥臂与所述高压交流电网4之间连接有限流电抗器L2，所述C相上桥臂与所述高压交流电网4之间连接有限流电抗器L3；所述A相下桥臂与所述高压交流电网4之间连接有限流电抗器L4，所述B相下桥臂与所述高压交流电网4之间连接有限流电抗器L5，所述C相下桥臂与所述高压交流电网4之间连接有限流电抗器L6；所述限流电抗器的设置是为了降低故障情况下MMC整流器模块1的直流输出端对MMC子模块的冲击，提高了电力电子配电变压器的可靠性；如图3所示，所述MMC子模块包括半桥电路1-1和MMC子模块电容1-2，所述半桥电路1-1与所述MMC子模块电容1-2并联。本实施例中，MMC整流器模块1各桥臂串联连接的MMC子模块个数为12个，多个所述MMC子模块电容的容值均为0.018F，多个所述MMC子模块电容的额定电压均为2500V，多个所述分压电容的容值均为0.012F，多个所述桥臂电容的容值均为0.006F，多个所述限流电抗器的感值均为0.005mH。
所述半桥电路1-1由两组IGBT和续流二极管组成，两组所述IGBT和续流二极管连接成半H桥结构。
如图3所示，半桥电路1-1由两组IGBT和续流二极管组成，两组所述IGBT和续流二极管连接成半H桥结构。
如图4所示，本发明所述的电力电子配电变压器的控制方法，其特征在于该控制方法包括以下步骤：
步骤101、实时测量高压交流电网4A相电流瞬时值iA、A相电压瞬时值uSA、B相电流瞬时值iB、B相电压瞬时值uSB、C相电流瞬时值iC和C相电压瞬时值uSC；
步骤102、根据公式计算高压交流电网4的A相瞬时电流的正序分量iA +、B相瞬时电流的正序分量iB +和C相瞬时电流的正序分量iC +；
根据公式计算高压交流电网4的A相电流负序分量iA -、B相电流的负序分量iB -和C相电流的负序分量iC -；
根据公式计算高压交流电网4的A相瞬时电压的正序分量uSA +、B相瞬时电压的正序分量uSB +和C相瞬时电压的正序分量uSC +；其中,ω为高压交流电网4电压的角频率；
根据公式计算高压交流电网4的A相瞬时电压的负序分量uSA -、B相瞬时电压的负序分量uSB -和C相瞬时电压的负序分量uSC -；
步骤103、对iA +、iB +和iC +进行dq变换可得q轴正序电流iq +和d轴正序电流id +，对iA -、iB -和iC -进行dq变换可得q轴负序电流iq -和d轴负序电流id -；
对uSA +、uSB +和uSC +进行dq变换可得q轴正序高压交流电网瞬时电压uSq +和d轴正序高压交流电网瞬时电压uSd +，对uSA -、uSB -和uSC -进行dq变换可得q轴负序高压交流电网瞬时电压uSq -和d轴负序高压交流电网瞬时电压uSd -；
需要说明是，对高压交流电网4输出的三相电流的瞬时值进行对称分离提取电流的正负序分量的方法，无需单独计算三相电流的幅值和相位，方法简单方便；所述uSA +、uSB +和uSC +根据公式进行dq变换得到uSq +和uSd +，所述uSA -、uSB -和uSC -根据公式进行dq变换得到uSq -和uSd -；本实施例中，高压交流电网4的角频率ω为314；
步骤104、采用第一PI调节器对MMC整流器模块输出高压直流电压进行调节，获取d轴正序电流参考值其中，uDC *为MMC整流器模块输出高压直流电压设定值，uDC为MMC整流器模块输出高压直流电压实时测量值，Kp 1为所述第一PI调节器的比例系数，Ki 1为所述第一PI调节器的积分系数；
所述MMC整流器模块1为三相六桥臂电路，所述三相六桥臂电路中每相均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和所述下桥臂均包括一个限流电抗器和M个串联连接的MMC子模块，所述M个串联连接的子模块的一端与限流电抗器的一端相接，所述限流电抗器的另一端与所述高压交流电网相接，所述串联连接的子模块的另一端与所述子逆变器2-1相接，所述子模块包括半桥电路1-1和子模块电容1-2，所述子模块电容1-2与所述半桥电路1-1信号输出端并联；
步骤105、采用第二PI调节器对d轴正序电流参考值、q轴正序电流参考值、d轴负序电流参考值和q轴负序电流参考值进行调节，并根据公式计算MMC整流器模块d轴正序输入电压uMd +和MMC整流器模块q轴正序输入电压uMq +，根据公式计算d轴负序MMC整流器模块输入电压uMd -和q轴负序MMC整流器模块输入电压uMq -，其中，为q轴正序电流的参考值且 为d轴负序电流的参考值且 为q轴负序电流的参考值且Kp 2为第二PI调节器的比例系数，Ki 2为第二PI调节器的积分系数，L为所述限流电抗器的电感值；
需要说明的是，将q轴正序电流的参考值和q轴负序电流的参考值均设置为0是为了对MMC整流器模块1进行单位功率因数控制，使得电力电子配电变压器在额定容量不变的情况下，变压器传输的有功功率得到提高，减小了电力电子配电变压器的损耗；通过将d轴负序电流的参考值为和q轴负序电流的参考值均设置为0实现了对MMC整流器模块1进行基于序分量法的控制，抑制了所述高压交流电网4输入到MMC整流器模块1输入端口的负序分量，使得MMC整流器模块1能够稳定输出高压直流电压，进而使得在所述高压交流电网4发生三相不平衡或者电压暂降故障时，电力电子配电变压器能够安全且可靠地运行，提高供电质量；本实施例中，L为0.005mH；
步骤106、对uMd +和uMq +进行dq反变换得到MMC整流器模块A相正序输入电压uMA +、B相正序输入电压uMB +和C相正序输入电压uMC +；对uMd -和uMq -进行dq反变换得到MMC整流器模块A相负序输入电压uMA -、B相负序电压输入uMB -和C相负序输入电压uMC -；根据公式计算MMC整流器模块A相输入电压uMA、MMC整流器模块B相输入电压uMB和MMC整流器模块C相输入电压uMC；
需要说明的是，根据公式对uMd +和uMq +进行dq反变换得到uMA +、uMB +和uMC +，根据公式对uMd -和uMq -进行dq反变换得到uMA -、uMB -和uMC -，再根据公式求得uMA、uMB和uMC，其中，uMA为MMC子模块SMpMa与限流电抗器L1连接端点处的电压，uMB为MMC子模块SMpMb与限流电抗器L2连接端点处的电压，uMC为MMC子模块SMpMc与限流电抗器L3连接端点处的电压；
步骤107、获取三相六桥臂电路各桥臂投入MMC子模块的数量：对三相六桥臂电路中每相的MMC子模块投入数量分别进行确定，且三相六桥臂电路中任意一相上的MMC子模块投入数量的确定方法均相同；
对三相六桥臂电路中每相的MMC子模块投入数量进行确定时，过程如下：
步骤I、根据公式计算三相六桥臂电路中每相下桥臂上的投入数目D1，其中，ceil(·)为向上取整函数，uM为MMC整流器模块1输入端口三相电压中任意一相输入端口电压，ummc为子模块电容额定电压；
步骤II、根据公式D2＝M-D1，计算三相六桥臂电路中每相上桥臂上的投入数目D2；
步骤108、MMC整流器模块1的输出高压直流电压实时测量值uDC的稳压：通过子模块电容电压排序法确定各桥臂被投入的子模块完成对MMC整流器模块1的输出高压直流电压uDC的稳压；
需要说明的是，本实施例中，A相下桥臂根据公式计算得到下桥臂需要投入的MMC子模块数为D1A个，根据D2A＝M-D1A，计算得到A相上桥臂上的投入数目为12-D1A个，MMC子模块电容的额定值ummc为2500V；B相和C相的MMC子模块投入数量进行确定的方法与A相相同，在此不再赘述；
步骤109、循环步骤101至步骤108，对MMC整流器模块1的输出高压直流电压实时测量值uDC进行输出；
需要说明的是，本实施例中，A相桥臂的采用所述MMC子模块电容电压排序法过程如下：首先，实时测量MMC整流器模块1中A相上桥臂电流iap和下桥臂电流ian，并且实时测量MMC整流器模块1中A相的上桥臂中各MMC子模块电容两端电压的大小和下桥臂中各MMC子模块电容两端电压的大小；然后，如果ian>0，则A相下桥臂选取MMC子模块电容两端电压最小的D1A个MMC子模块投入使用，如果ian<0，则A相下桥臂选取MMC子模块电容两端电压最大的D1A个MMC子模块投入使用；最后，如果iap>0，则A相上桥臂选取MMC子模块电容两端电压最小的12-D1A个MMC子模块投入使用，如果iap<0，则A相上桥臂选取MMC子模块电容两端电压最大的12-D1A个MMC子模块投入使用；以此类推，所述B相桥臂和C相桥臂均采用MMC子模块电容电压排序法确定将被投入使用的MMC子模块，在此不再赘述；所述MMC子模块电容电压排序法的设置是为了保证周期内电容电压相等，从而实现MMC子模块电容电压的均衡，使得MMC整流器模块1输出的高压直流电压稳定且可靠，这种方法步骤简单，易于实现；
步骤二、MMC整流器模块的输出高压直流电压的降压，过程如下：
步骤201、分压：采用多个DC-DC隔离子单元对MMC整流器模块1的输出高压直流电压进行分压，利用子逆变器2-1中的所述分压电容和所述桥臂电容对MMC整流器模块1的输出高压直流电压进行两级分压，得到分压直流电压uFC；
步骤202、逆变：利用子逆变器2-1中的两个IGBT分别导通50％对分压直流电压uFC进行逆变，得到方波交流电压；
步骤203、降压：子中频变压器2-2对方波交流电压进行降压得到低压方波交流电压；
步骤204、整流及滤波：子整流器2-3对所述低压方波交流电压进行整流得到低压直流电压，并对低压直流电压进行滤波去噪；
本实施例中，分压电容的数量为10个，10个所述分压电容两端的电压均为2520V，所述桥臂电容的数量为20个，20个所述桥臂电容两端的分压直流电压uFC为1260V，uFC经过两个IGBT分别导通50％逆变为±1260V的方波交流电压，子中频变压器2-2的变比1500:1000，±1260V的方波交流电压经子中频变压器2-2降压得到±840V的低压方波交流电压；所述±840V的低压方波交流电压经子整流器2-3整流后得到840V的低压直流电压；
步骤三、低压直流电压的逆变，过程如下：
步骤301、采用DC-AC逆变器3对低压直流电压进行逆变，同时测量DC-AC逆变器3输出侧A相瞬时电压uva、B相瞬时电压uvb和C相瞬时电压uvc；
所述DC-AC逆变器3为三相全桥逆变器，所述三相全桥逆变器与所述低压交流电网之间连接有滤波电感；
步骤302、对A相瞬时电压uva、B相瞬时电压uvb和C相瞬时电压uvc进行dq变换得到DC-AC逆变器d轴输出电压uvd和DC-AC逆变器q轴输出电压uvq；
步骤303、采用第三PI调节器对DC-AC逆变器d轴输出电压uvd和DC-AC逆变器q轴输出电压uvq进行调节，得到DC-AC逆变器d轴输出电压调整值uvd'和DC-AC逆变器q轴输出电压调整值uvq'，其中，uvd *为DC-AC逆变器d轴输出电压设定参考值，uvq*为DC-AC逆变器q轴输出电压设定参考值，Kp 3为第三PI调节器的比例系数，Ki 3为第三PI调节器的积分系数；
步骤304、对uvd′和uvq′进行dq逆变换，得到三相正弦调制波；
步骤305、对所述三相正弦调制波进行空间矢量控制，得到三相全桥逆变电路中的触发脉冲，根据所述触发脉冲控制三相全桥逆变器中IGBT，输出对称的三相正弦交流电压；
步骤306、循环步骤301至步骤305，实现低压直流电压的逆变。
本实施例中，根据公式设定uvd *和uvq *，其中，ω取314，三相正弦交流电压的畸变率为2.1％，满足国家标准。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims (6)

1.基于MMC的电力电子配电变压器，其特征在于：包括依次连接的MMC整流器模块(1)、DC-DC隔离器(2)和DC-AC逆变器(3)，所述MMC整流器模块(1)的输入端与高压交流电网(4)连接，所述DC-AC逆变器(3)的输出端与低压交流电网(5)连接；所述DC-DC隔离器(2)包括多个DC-DC隔离子单元，多个所述DC-DC隔离子单元的电压输入端依次串联连接在MMC整流器模块(1)的直流输出端之间，多个所述DC-DC隔离子单元的输出端并联连接在DC-AC逆变器(3)的直流输入端之间；所述DC-DC隔离子单元包括依次连接的子逆变器(2-1)、子中频变压器(2-2)和子整流器(2-3)，所述子逆变器(2-1)包括由上桥臂电容、上桥臂IGBT、下桥臂电容和下桥臂IGBT组成的单相全桥逆变电路，所述单相全桥逆变电路的输入端并联接有分压电容，所述子整流器(2-3)为二极管不控桥式整流器。
2.按照权利要求1所述的基于MMC的电力电子配电变压器，其特征在于：所述DC-AC逆变器(3)为三相全桥逆变器，所述三相全桥逆变器与所述低压交流电网(5)之间连接有滤波电感。
3.按照权利要求1所述的基于MMC的电力电子配电变压器，其特征在于：所述二极管不控桥式整流器包括二极管桥式电路以及与所述二极管桥式电路的输出端并联的滤波电容。
4.按照权利要求1所述的基于MMC的电力电子配电变压器，其特征在于：所述MMC整流器模块(1)为三相六桥臂电路，所述三相六桥臂电路中每相均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和所述下桥臂均包括一个限流电抗器和M个串联连接的MMC子模块，所述M个串联连接的子模块的一端与限流电抗器的一端相接，所述限流电抗器的另一端与所述高压交流电网相接，所述串联连接的MMC子模块的另一端与所述子逆变器(2-1)相接，所述MMC子模块包括半桥电路(1-1)和子模块电容(1-2)，所述子模块电容(1-2)与所述半桥电路(1-1)信号输出端并联。
5.按照权利要求4所述的基于MMC的电力电子配电变压器，其特征在于：所述半桥电路(1-1)由MMC上半桥IGBT和MMC下半桥IGBT组成。
6.一种利用如权利要求1所述的基于MMC的电力电子配电变压器的控制方法，其特征在于，该控制方法包括以下步骤：
步骤一、高压交流电的整流，过程如下：
步骤101、实时测量高压交流电网(4)的A相电流瞬时值iA、A相电压瞬时值uSA、B相电流瞬时值iB、B相电压瞬时值uSB、C相电流瞬时值iC和C相电压瞬时值uSC；
步骤102、根据公式计算高压交流电网(4)的A相瞬时电流的正序分量iA +、B相瞬时电流的正序分量iB +和C相瞬时电流的正序分量iC +；
根据公式计算高压交流电网(4)的A相电流负序分量iA -、B相电流的负序分量iB -和C相电流的负序分量iC -；
根据公式计算高压交流电网(4)的A相瞬时电压的正序分量uSA +、B相瞬时电压的正序分量uSB +和C相瞬时电压的正序分量uSC +；其中,ω为高压交流电网(4)电压的角频率；
根据公式计算高压交流电网(4)的A相瞬时电压的负序分量uSA -、B相瞬时电压的负序分量uSB -和C相瞬时电压的负序分量uSC -；
步骤103、对iA +、iB +和iC +进行dq变换可得q轴正序电流iq +和d轴正序电流id +，对iA -、iB -和iC -进行dq变换可得q轴负序电流iq -和d轴负序电流id -；
对uSA +、uSB +和uSC +进行dq变换可得q轴正序高压交流电网瞬时电压uSq +和d轴正序高压交流电网瞬时电压uSd +，对uSA -、uSB -和uSC -进行dq变换可得q轴负序高压交流电网瞬时电压uSq -和d轴负序高压交流电网瞬时电压uSd -；
步骤104、采用第一PI调节器对MMC整流器模块输出高压直流电压进行调节，获取d轴正序电流参考值i* d +，其中，uDC *为MMC整流器模块输出高压直流电压设定值，uDC为MMC整流器模块输出高压直流电压实时测量值，Kp 1为所述第一PI调节器的比例系数，Ki 1为所述第一PI调节器的积分系数；
所述MMC整流器模块(1)为三相六桥臂电路，所述三相六桥臂电路中每相均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和所述下桥臂均包括一个限流电抗器和M个串联连接的MMC子模块，所述M个串联连接的子模块的一端与限流电抗器的一端相接，所述限流电抗器的另一端与所述高压交流电网相接，所述串联连接的子模块的另一端与所述子逆变器(2-1)相接，所述子模块包括半桥电路(1-1)和子模块电容(1-2)，所述子模块电容(1-2)与所述半桥电路(1-1)信号输出端并联；
步骤105、采用第二PI调节器对d轴正序电流参考值、q轴正序电流参考值、d轴负序电流参考值和q轴负序电流参考值进行调节，并根据公式计算MMC整流器模块d轴正序输入电压uMd +和MMC整流器模块q轴正序输入电压uMq +，根据公式计算d轴负序MMC整流器模块输入电压uMd -和q轴负序MMC整流器模块输入电压uMq -，其中，iq +*为q轴正序电流的参考值且iq +*＝0，id -*为d轴负序电流的参考值且id -*＝0，iq -*为q轴负序电流的参考值且iq -*＝0，Kp 2为第二PI调节器的比例系数，Ki 2为第二PI调节器的积分系数，L为所述限流电抗器的电感值；
步骤106、对uMd +和uMq +进行dq反变换得到MMC整流器模块A相正序输入电压uMA +、B相正序输入电压uMB +和C相正序输入电压uMC +；对uMd -和uMq -进行dq反变换得到MMC整流器模块A相负序输入电压uMA -、B相负序电压输入uMB -和C相负序输入电压uMC -；根据公式计算MMC整流器模块A相输入电压uMA、MMC整流器模块B相输入电压uMB和MMC整流器模块C相输入电压uMC；
步骤107、获取三相六桥臂电路各桥臂投入MMC子模块的数量：对三相六桥臂电路中每相的MMC子模块投入数量分别进行确定，且三相六桥臂电路中任意一相上的MMC子模块投入数量的确定方法均相同；
对三相六桥臂电路中每相的MMC子模块投入数量进行确定时，过程如下：
步骤I、根据公式计算三相六桥臂电路中每相下桥臂上的投入数目D1，其中，ceil(·)为向上取整函数，uM为MMC整流器模块三相电压中任意一相输入电压，ummc为子模块电容额定电压；
步骤II、根据公式D2＝M-D1，计算三相六桥臂电路中每相上桥臂上的投入数目D2；
步骤108、MMC整流器模块(1)的输出高压直流电压实时测量值uDC的稳压：通过MMC子模块电容电压排序法确定各桥臂被投入的子模块完成对MMC整流器模块(1)的输出高压直流电压uDC的稳压；
步骤109、循环步骤101至步骤108，对MMC整流器模块(1)的输出高压直流电压实时测量值uDC进行输出；
步骤二、MMC整流器模块的输出高压直流电压的降压，过程如下：
步骤201、分压：采用多个DC-DC隔离子单元对MMC整流器模块(1)的输出高压直流电压进行分压，利用子逆变器(2-1)中的所述分压电容和所述桥臂电容对MMC整流器模块(1)的输出高压直流电压进行两级分压，得到分压直流电压uFC；
步骤202、逆变：利用子逆变器(2-1)中的两个IGBT分别导通50％对分压直流电压uFC进行逆变，得到方波交流电压；
步骤203、降压：子中频变压器(2-2)对方波交流电压进行降压得到低压方波交流电压；
步骤204、整流及滤波：子整流器(2-3)对所述低压方波交流电压进行整流得到低压直流电压，并对低压直流电压进行滤波去噪；
步骤三、低压直流电压的逆变，过程如下：
步骤301、采用DC-AC逆变器(3)对低压直流电压进行逆变，同时测量DC-AC逆变器(3)输出侧A相瞬时电压uva、B相瞬时电压uvb和C相瞬时电压uvc；
所述DC-AC逆变器(3)为三相全桥逆变器，所述三相全桥逆变器与所述低压交流电网之间连接有滤波电感；
步骤302、对A相瞬时电压uva、B相瞬时电压uvb和C相瞬时电压uvc进行dq变换得到DC-AC逆变器d轴输出电压uvd和DC-AC逆变器q轴输出电压uvq；
步骤303、采用第三PI调节器对DC-AC逆变器d轴输出电压uvd和DC-AC逆变器q轴输出电压uvq进行调节，得到DC-AC逆变器d轴输出电压调整值uvd'和DC-AC逆变器q轴输出电压调整值uvq'，其中，uvd *为DC-AC逆变器d轴输出电压设定参考值，uvq *为DC-AC逆变器q轴输出电压设定参考值，Kp 3为第三PI调节器的比例系数，Ki 3为第三PI调节器的积分系数；
步骤304、对uvd′和uvq′进行dq逆变换，得到三相正弦调制波；
步骤305、对所述三相正弦调制波进行空间矢量控制，得到三相全桥逆变电路中的触发脉冲，根据所述触发脉冲控制三相全桥逆变器中IGBT，输出对称的三相正弦交流电压；
步骤306、循环步骤301至步骤305，实现低压直流电压的逆变。
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