CN101346874B - 具有去耦相的旋转电机 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种旋转电机，包括：具有n相的机电组件，其被适配为将电能转换为机械能；和静态转换器电路，用于提供所述电能，并且包括n对串联安装的开关电路。每对开关电路耦接到该机电组件的相应相。第一电容性去耦元件(C1)与每一相应对开关电路(4a，4d)并联连接，以及包括电阻性元件(R2)和第二电容性元件(C2)的阻尼电路与每一相应对开关电路的第一电容性去耦元件并联连接。
Description
技术领域
本发明涉及旋转电机，具体地涉及用在如机动车辆中的交流发电机起动器。
更具体地，本发明涉及旋转电机，包括机电组件，被适配为将交流电形式的电能转换为机械能。该组件包括：n相，其中n至少等于2；逆变器电路，被适配为传送所述交流电，该逆变器电路包括n对彼此串联连接的开关电路，每对开关电路耦接到该机电组件的各个相。
背景技术
这样的旋转电机的使用是已知的，特别是在交流发电机起动器型的可逆机器的环境内的使用。在这种旋转电机中，机电组件包括，例如n相同步电动机、形成逆变器电路的开关电路以及用于控制该开关电路的控制电路。该同步电动机包括：定子，具有由绕组形成的多个相；和转子，被安装为能够相对于该定子移动，并且包括例如永久磁铁。
在这种机器处于起动器模式的使用过程期间，该开关电路将由车辆的电池产生的DC电能转换为AC电能。由此AC电能，该定子产生旋转磁场，以便产生机械力矩，在启动过程期间提供给该电动机。理想的是，在此操作模式下产生大力矩。
但是，开关电路的控制可能被电磁信号所干扰，可能引起电动机的控制的故障。该电磁干扰可能由工作在该旋转电机附近的其它设备所产生。
此外，该旋转电机自身也可能产生电磁干扰，其能够证明在周围区域内存在其它设备的噪声干扰(nuisance)。
因此，期望这种设备符合与EMC(电磁兼容性)标准有关的事物。
发明内容
本发明的目的是通过提供一种对电磁干扰不敏感的旋转电机来特别克服前述缺陷。
为了达到此目的，根据本发明的实施例，讨论中的这种旋转电机包括：第一电容性元件，与每一相应对开关电路并联连接；和阻尼电路，包括电阻性元件和第二电容性元件，该阻尼电路与每一相应对开关电路的第一电容性元件并联连接。
通过这些构造的优点，提供了每一相的开关电路的去耦。因而较好地保护该旋转电机免受电磁干扰，因此该旋转电机能够用在更需要的环境中。此外，通过这些电容平滑了电流的高频分量，因而使得可能干扰附近设备的谐波的幅度降低(传导和辐射EMC)。
该第一电容性元件的电容与导电元件的电感(特别是将电池连接到逆变器电路的电缆的电感)形成调谐振荡电路。为了抑止特别是由开关时的压降引起的该振荡电路内的振荡，该阻尼电路与每个第一电容性元件并联耦接。该阻尼电路的电阻性元件的电阻被选择为最佳地抑止这些振荡。
该第二电容性元件的第一功能是防止DC电源电流被阻尼电路的电阻永久耗散。这是因为对于DC电流来说，电容作为开路开关，阻止通过该电阻性元件导电。
根据本发明的一个实施例，该第二电容性元件的电容基本大于该第一电容性元件的电容。
这是因为，当第二电容性元件的电容大于第一电容性元件的电容时，后者传导频率低于寄生(stray)振荡电路的谐振频率的电流。结果，该第一电容性元件通过该电阻性元件的电阻被分流(shunt)，以便抑止振荡。
更准确地说，该第二电容性元件的电容值例如基本等于或大于该第一电容性去耦元件的电容的三倍。这在部件的尺寸和第一电容性元件的高频时的分流效率之间构成了良好的折衷，这点事实上已得到了确定。
根据本发明的变体，该逆变器电路通过导电元件耦接到DC电流源，所述导电元件具有内在寄生电感。
该阻尼电路和该第一电容性元件与该导电元件形成振荡电路。该阻尼电路的电阻性元件被适配为衰减所述振荡电路内的振荡。
因此该电阻性元件的电阻被选择为该寄生电感和该电容的值的函数，以使得该振荡电路被最佳抑止。
有益的是，该电阻性元件的电阻可以被选择为基本等于 
其中L是导电元件的寄生电感的总和，C1是第一电容性元件的电容，C2是第二电容性元件的电容。
这是因为这给定了耦接到寄生电感的每个电容性元件的特有谐振频率的几何平均的区域中的位置。对于接近于此平均的值，阻尼是最佳的。
有益的是，该旋转电机也可以包括控制电路，其具有n对输出，用于分别控制该n对开关电路，并且该控制电路可以包括至少一个连接到所述输出的电阻性输出元件。
这使得能够限制电容性元件的两端处的电压变化速度。这是因为，在开关期间，电容经受大的电压变化，这会引起大的电流流动。为了限制这些电流，从导电状态到断开状态的切换以及从断开状态到导电状态的切换被减慢。这具有允许使用小尺寸的部件的优点，特别是陶瓷电容器的使用。因此控制电路的总尺寸减小，其可以被真正地合并到电动机中。但是，注意到，由于较长的开关时间而引起较大的开关损失。
根据变体实施例，每个电阻性输出元件与相应开关电路的寄生电容形成具有给定时间常数的RC电路。该电阻性元件的值使得该时间常数大于交流电的最大周期的5％。
这种折衷实际上使得能够很大程度上减小电容性元件的尺寸，而不用开关电路经受太大的开关损失。
相似地，每个电阻性输出元件与相应开关电路的寄生电容形成具有给定时间常数的RC电路。该电阻性元件的值为使得该第一电容性元件的两端处的最大电压变化基本上小于5V/μs时的值。这允许特别是陶瓷电容器的使用，陶瓷电容器的尺寸小，并且足够提供电磁去耦效率。
附图说明
在下面参照附图描述以非限制示例的方式给出的本发明的实施例之一的过程中，本发明的其它特性和优点将变得明显。
在附图中：
图1是根据本发明的旋转电机的简化图；
图2是图1的旋转电机的一个相的布线图；以及
图3是描述图2的相中的开关期间的信号变化的时序图。
具体实施方式
在不同的图中，相同的参考数字指代相等或相似的元件。
如图1所示，由DC电压源(例如，电池2)为旋转电机1供电。旋转电机1包括机电组件3，被适配为将电能转化为机械能。在示出的示例中，其是三相同步电动机3(n＝3)。如果有关联，此电动机可以用作交流发电机，特别是如果旋转电机1是交流发电机起动器。
此外，该旋转电机1包括三相逆变器电路4，一方面通过端子B+和B-耦接到电池2，另一方面通过相U、V、W耦接到三相电动机3。在示出的示例中，定子绕组是Y型连接的，也就是说它们具有公共端，中间端N。但是，也可以使用三角形结构。相似地，相数可以不同。但是优选地为奇数相。
逆变器4包括六个开关电路4a到4f。每对开关电路的公共端子耦接到一个相应的相。因而，4a-4d对具有连接到定子绕组U的公共端U。相似地，4b-4e对具有连接到定子绕组V的公共端V，4c-4f对具有连接到定子绕组W的公共端W。
为了简化对本发明的研究，这里将限于研究一相的开关，例如具有相应开关电路4a-4d对的相U。图2以简化的方式描述了开关电路4a-4d对，以及开关电路4d的控制电路5的一部分。每个开关电路包括相似的控制电路，为了简明，将不再描述这些相似的控制电路。
在所示的示例中，开关电路4a和4d是MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。控制电路被适配为利用交流发电机控制块6(ALTERN.CONTROL.)以交流发电机模式控制机电组件，以及利用电动机模式控制块8(MOT.CONTROL.)以电动机模式控制机电组件。控制信号例如由两输入多路复用器7来多路复用。电阻性输出元件Rout可以连接在电动机控制块8和多路复用器7之间。控制电路5通过电阻器R1与晶体管4d的栅极耦接。
根据本发明的其它实施例，第一电容性元件C1与MOSFET 4a和4d对并联连接。该电容性元件使得能够使连接到端子B+和B-的相和供电臂去耦。因而，旋转电机1对电磁干扰不敏感，而电磁干扰可以引起MOSFET 4a和4d对的故障。这是因为，如果没有此“吸收”高频的去耦电容，电磁干扰可以修改参考电位，例如点B+处的电位，然后引起4a的开关。在这个示例中，电容C1已被选择为基本等于220nF。
但是，第一电容性元件C1与由图2所示的线圈模拟的导电元件的总寄生电感L形成振荡电路，其谐振频率近似等于 为了抑止此振荡电路，将电阻性元件R2与此电容并联放置。
接着，为了避免此电阻性元件R2永久分流该MOSFET对，将电容性元件C2与此电阻串联放置。这是因为，当DC电流对此电容元件充电时，隔断电路的此臂，AC电流可以流过此电容性元件C2，并且可以耗散或衰减在电阻性元件R2的电阻中。
因而，通过将第二电容性元件的电容选择为大于第一电容性元件C1的电容，可以抑止由振荡电路LC1产生的振荡。优选地，电容C2被选择为基本等于电容C1的三倍，在此示例中也就是680nF。这是因为，在这种情况下，对于接近振荡电路LC1的谐振频率的AC电流来说，第二电容性元件C2基本表现为闭合开关。
然后，电阻性元件R2抑止此振荡电路中产生的振荡。为了优化此阻尼效应，电阻R2被选择为基本等于 
因而，在每次开关时刻，由振荡引起的过冲具有这样的幅度：其变得如此小使得这些振荡不能引起MOSFET4a和4d之一的乱真开关(spurious switching)。此外，能很快达到稳定状态。
图3是示出在从MOSFET 4d的导电状态变为断开状态期间，图2的电路的不同的电压和电流的变化的时序图。在初始状态t0，晶体管4a处于断开状态，晶体管4d处于导电状态。在瞬时时刻t1，控制电路在连接到MOSFET4d的栅极的输出端处生成低信号。栅极电压VG然后开始降低，降低的时间常数是MOSFET 4d的寄生电容与电阻R1和Rout的函数。
当此电压VG达到第一阈值时，在瞬时时刻t2，此电压降低得更慢。此现象被称为“米勒平坦效应(Miller Plateau)”，其持续时间T1依赖于电阻R1 和Rout以及MOSFET的寄生电容。在此平坦的“过程”期间，MOSFET 4d的内部电阻开始增加，MOSFET 4d工作在线性导电模式。由于相U的定子绕组的电感的原因使得来自此绕组的电流I不能很快变化，所以MOSFET 4d的漏极电压VD随着晶体管的内部电阻的增加而增加。
当电压VD在瞬时时刻t3达到电源电位B+时，MOSFET 4a的体二极管变为导电，并且来自定子的电流开始经过此二极管。结果，MOSFET 4d中的电流I1减小，导电元件的寄生电感引起参考电位B-的负变化。此变化是 危险的，因为控制电路连接到此参考。
在瞬时时刻t4，生成过电压，MOSFET 4d处于击穿(breakdown)模式，并且在存储在逆变器4和电池2(图1)之间的电路的寄生电感中的能量耗散在晶体管中的时间内，保持在此导电模式。
在此开关期间，电容性元件C1和C2的各个端处的电压变化很快。其直接后果是在这些部件中形成高电流。为了限制此电流，放置电阻性元件Rout，以使得此附加电阻引起MOSFET 4d的寄生电容的放电的时间常数的增加。其结果特别是米勒平坦效应的持续时间T1的延长。结果，可以限制 的最大值，其中V是电容性元件的两端的电压。在此示范性实施例中，此最大值近似为5V/μs。此值使得能够使用尺寸更小的陶瓷电容器，其允许控制电路组件的更好的集成度。
此外，限制电压变化使得能够避免大的过电流，因此延长了整个电路的服务寿命。
但是，通过这样延长米勒平坦效应，开关操作被放慢，其导致较大的开关损失。然而，在此电动机工作模式下，主要目的是提供大的力矩以便启动热引擎。由于电阻性元件放置在多路复用器7和电动机模式控制电路8之间，因此在交流发电机模式(在此期间，要求具有最佳能量输出)下不发生这种开关时间的延长。
利用此结构，可以保留交流发电机模式下机械能转化为电能的最佳性能，并且在起动器和交流发电机这两个模式下可以提供附加的良好去耦效应。
Claims (8)
1.一种旋转电机(1)，包括：
机电组件(3)，被适配为将交流电形式的电能转换为机械能，并且包括n相，其中n至少等于2，
逆变器电路(4)，被适配为传送所述交流电，该逆变器电路包括n对彼此串联连接的开关电路(4a-4f)，每对开关电路耦接到该机电组件的相应相(U、V、W)，
其特征在于，第一电容性去耦元件(C1)与每一相应对开关电路(4a-4f)并联连接；以及
包括电阻性元件(R2)和第二电容性元件(C2)的阻尼电路与每一相应对开关电路的第一电容性去耦元件并联连接。
2.根据权利要求1所述的旋转电机，其中，该第二电容性元件的电容(C2)大于该第一电容性去耦元件的电容。
3.根据权利要求2所述的旋转电机，其中，该第二电容性元件的电容(C2)的值基本等于或大于该第一电容性去耦元件的电容(C1)的三倍。
4.根据前述权利要求中任一权利要求所述的旋转电机，其中，该逆变器电路(4)通过导电元件耦接到DC电压源(2)，所述导电元件具有内在寄生电感，其中，该阻尼电路和该第一电容性去耦元件与该导电元件形成振荡电路，该阻尼电路的电阻性元件(R2)的值被适配为衰减所述振荡电路内的振荡。
5.根据权利要求4所述的旋转电机，其中，该电阻性元件的电阻基本等于
其中，L是导电元件的寄生电感的总和，C1是第一电容性去耦元件的电容，C2是第二电容性元件的电容。
6.根据权利要求1所述的旋转电机，也包括控制电路(8)，其具有n对输出，用于分别控制该n对开关电路，以及其中，该控制电路包括至少一个连接到所述输出的电阻性输出元件(Rout)。
7.根据权利要求6所述的旋转电机，其中，每个电阻性输出元件与相应开关电路(4d)的寄生电容形成具有给定时间常数的RC电路，并且其中，该电阻性输出元件的值使得该时间常数大于交流电的最大周期的5％。
8.根据权利要求6或7所述的旋转电机，其中，每个电阻性输出元件与相应开关电路(4d)的寄生电容形成具有给定时间常数的RC电路，并且其中，该电阻性输出元件的值使得该第一电容性去耦元件的两端处的最大电压变化小于5V/μs。
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