WO2002050989A1

WO2002050989A1 - Convertisseur pwm de calage au point neutre a trois niveaux et unite de commande de tension du point neutre

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Publication number: WO2002050989A1
Application number: PCT/JP2001/010480
Authority: WO
Inventors: Yoshiyuki Tanaka; Katsutoshi Yamanaka; Eiji Watanabe
Original assignee: Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki
Priority date: 2000-12-07
Filing date: 2001-11-30
Publication date: 2002-06-27
Also published as: KR100650358B1; CN100334801C; EP1347565A4; KR20030060980A; CN1479963A; EP1347565A1; US20040057262A1; TW546905B; US6795323B2

Description

明細書

3レベル中性点クランプ式 P WMィンパータ装置および中性点電圧制御装置技術分野

本発明は、モータを可変速駆動するインパータ、サーボドライブ等の電力変換装置や、系統連系する電力変換装置の 1つである 3レベル中性点クランプ式 PW Mインバータ装置と、その 3レベル中性点クランプ式 PWMインバ^ "タ装置に用いられ、その正母線と負母線との間に直列に接続された 2つのコンデンサ間の中性点と負母線との間の電圧である中性点電圧を制御する中性点電圧制御装置とに関する。 ·

背景技術

図 1は、 3レベル中性点クランプ式 P WMィンバータ装置の主回路構成を示す回路図である。図 1に示すように、 3レベル中性点クランプ式 PWMインバータ装置は、 2つのコンデンサ 7と、 3相の出力端子と、 1 2個のスイッチング素子 8と、 1 8個のダイオード 9とから構成される。 '

このような 3レベル中性点クランプ式 P WMインバータ装置では、スィッチング素子 8ぃ 8 ₂をオンすると、各相の出力端子は P点に接続されている正母線に接続され、各相の出力相電圧はハイレベルとなる。スイッチング素子 8 ₂、 8 ₃をオンすると、各相の出力端子は中性点である C点に接続され、各相の出力相電圧はハィレベルおよびローレベルの中間の中間レベル（中性点電圧）となる。スィッチング素子 8 ₃、 8 ₄をオンすると、各相の出力端子は N点に接続されている負母線に接続され、各相の出力相電圧はローレベルとなる。 3レベル中性点クランプ式 P WMインバータ装置では、上述の 3つのパターンを基本として各スイッチング素子 8をスィツチングし、 3相の負荷を駆動するのが一般的である。

このような 3レベル中性点クランプ式 PWMインバータ装置では、コンデンサ 7の分圧によって中性点電圧が得られるが、この中性点電圧は負荷へ供給される電流に応じて変動する。中性点電圧が変動すると、コンデンサ 7に過電圧がかかり、コンデンサ 7の寿命低下 .破壊が発生する恐れがある。そこで、 3レベル中性点クランプ式 PWMィンバータ装置では、' 中性点電圧の変動を抑制する制御するための中性点電圧制御を行つている。

従来、上述のような構成の中' (·生点クランプ式 P WMィンパータの中 1"生点電圧制御では、 P WMパルス発生方法としてダイポーラ変調、ュニポーラ変調を用い、電圧指令の零相電圧の増減によって、中性線に流れる電流を制御していた。一方、特開平 5— 2 9 2 7 5 4号公報に開示されているように、電圧ベクトルの概念を導入し P WM制御を行う場合には、負荷電力の正負から中間電圧べクトルの増減方向を決定して中性点電圧制御を行う方法が一般的である。このような方法には、特開 2 0 0 1— 5 7 7 8 4号公報に提案されているように、中性線に流れる電流の向きによって補正べクトルの発生時間比率を細かく調整する方法などがある。

これらの方法では、図 2に示すような 1 2通りのスィッチ状態の組において、出力電圧が同じであるが中性線の電流方向が逆になる対のスィツチ状態の比率を調節することによって、中性点電圧の変動を抑制している。

また、特開 2 0 0 1— 6 1 2 8 3号公報に提案されているように、図 3に示すような中性点電圧を乱すスィッチ状態を抑制する方法などもある。なお、中性点クランプ式ィンバータがとるスィツチ状態を出力電圧べクトルとして表すと、図 4のように表すことができる。 ·

図 5は、空間電圧べクトルの概念を利用して中性点クランプ式 P WMィンバータの P WMパルスを計算する装置の一例である。この装置は、ベタトル時間計算器 1 0 2と、ベタトル時間レジスタ 1 0 3と、 PWMパルスパターン設定器 1 0 4と、パラメータ設定器 1 0 5とを備えている。

この装置では、インバータが出力する出力電圧を、図 4に示すような空間べクトル量とする。べクトル時間計算器 1 0 2は、その出力電圧べクトル Vの変調率 ( k ) 、位相（0 ) を与えられると、出力電圧ベクトル Vの領域を PWMパルスパターン設定器 1 0 4に出力するとともに、図 4に示す 2 7種類のべクトルを選択し、 P WM周期の平均が出力電圧べクトル Vと同じになる P WMパルスとして、順次出力されるベクトル列とベクトルの出力時間（T 0〜T 5 ) を計算する。それらのベクトル列とベクトルの出力時間（Τ 0〜Τ 5 ) はベクトル時間レジスタ 1 0 3に記憶され、記憶されたべクトル列と出力時間は、 PWMパルスパターン設定器 1 0 4によってインバータ主回路のスィッチ素子を駆動するパルス列 U 1、 U 2、 V I、 V 2、 W l、 W 2に変換され、それらのパルス列によってインバータ主回路のスィツチ素子がオン ·オフされ、所望の電圧が出力される。この装置では、パラメータ設定器 1 0 5の中性点電圧や負荷力率の検出器からの信号を元に、補正べクトルの発生時間を中性点電圧変動が減少する方向に、 P WMパルスパターン設定器 1 0 4が調節される。

また、特開平 9一 3 7 5 9 2号公報には、 3レベルインパータの出力空間べクトルにおける 1つの長いべクトルと、これと隣接する中間の長さのベタトルで挟まれる領域を 1つの空間とし、これらのベクトルによって形成される 3 6 0 ° の全空間を 1 2個の区間に分割し、指令べクトルの回転角によって指令べクトルの 1 2個の区間における区間番号を判別するとともに、指令べクトルの大きさによつて変調率を計算し、変調率と電流比によって、 3レベルインパークの分圧コンデンサの中性点電圧の変動を抑制する発信方式及び発信順序を定め、その発信方式及び発信順序における具体的な各べクトルの出力時間を計算して 3レベルインバータを P WM制御する、 3レベルインパータの PWM制御方法が開示されている。 . . .

上述のように、 3相中性点クランプ式 P WMインバータでは、中性点電圧を得るために、主回路の正母線と負母線との間にコンデンサを偶数個直接に接続し、正母線と負母線のちょうど中間の電圧となるコンデンサの端子から中性線を取り出して利用するのが一般的である。この中性線は、 PWMインバータ出力負荷と P WMインバータのスィッチの状態とによって、図 2、図 3に示すように接続される。中性線の電圧（中性点電圧）は、正母線おょぴ負母線からコンデンサを充電する電流と、接続された負荷からの電流とによつて変動する。

従来例にあるように、図 3に示すスィッチ状態（このベクトルをここでは補正べクトルと呼ぶ) において、負荷へ出力する線間電圧は同じであるが、中性線へ接続される負荷の相が異なるスイツチ状態の組（図 2で隣り合うスイツチ状態を 1組とする）を利用し、この組のスィッチ状態が発生される時間比率を調整することによって中性点電位を細かく制御することが可能である。

しかし、図 2に示すスィッチの状態（このベクトルをここでは中間ベクトルと呼ぶ）では、中性線に接続される負荷の相電流とこのスィッチ状態が発生される時間比率とによって中性点電圧が変動し、これを捕正するべクトルが存在しないため、中間ベクトルで引き起こされた中性点電圧変動は、補正ベクトルを用いて補正される必要がある。

そこで、特開平 2— 2 6 1 0 6 3号公報に示されているように、変調率に零相電圧を加え、補正べクトルの発生時間を調節し負荷へ供給する線間出力電圧を変えずに中性点電圧変動をコントロールしている。また、特開平 5— 2 9 2 7 5 4 号公報ゃ特開 2 0 0 1 - 5 7 7 8 4号公報に示されているように、空間電圧べクトルの概念を利用する方法でも、出力されるべき電圧べクトルに補正べクトルを使用するように出力し、その組のスィツチ状態の発生時間を調節して中性点電圧をコントロールしているが、これらの方法では、中性点電圧変動を零に近づけるために、補正ベクトルの比率を決める手法が最適でなく、中性点電圧変動抑制効果が不十分であった。

さらに、特開平 9— 3 7 5 9 2号公報に記載された方法では、変調率と電流比によって、予め決められた 3レベルインバータの分圧コンデンサの中性点電位の変動を抑制する発信方式及び発信順序を定め、その発信方式及び発信順序における具体的な各べクトルの出力時間を計算して PWM制御を行うので、中性点電流を零に近づけることはできる。しかし、この方法でも、中性点電圧変動を完全に零にすることはできなかった。

図 6は、中性点電圧のレベルを検出し、中性点電圧変動を抑制するための中性点電圧制御指令を出力する、従来の中性点電圧制御装置の構成を示すプロック図である。図 6に示すように、従来の中性点電圧制御装置は、 2つのアイソレーシヨンアンプ 6と、計算回路 3とから構成される。

2つのアイソレーションアンプ 6には、 P点と N点との間の電圧 V_PN (直流母線電圧）の 2分の 1である第 1の基準電圧 V_reflと、 C点と N点との間の電圧、すなわち中性点電圧 V_CNとがそれぞれに入力される。計算回路 3は、 2つのアイソレーシヨンアンプ 6の出力を入力し、中性点電圧 V_CNと第 1の基準電圧 V_rrflとがー致するような中性点電圧制御指令を計算して出力している。中性点電圧制御指令とは、中性点電圧の値を上昇させたり、下降させたりするような PWM (パルス幅変調）指令の出力パターンを作成するための指令である。

上述したように、中性点電圧制御装置では、計算回路 3に中性点電圧 V_CNと、第 1の基準電圧 V_refIとを入力するために、絶縁回路である 2つのアイソレーションアンプ 6を必要とする。このような絶縁回路が必要なのは、一般的に、計算回路 3がインバークの主回路とは別電源で駆動されるものだからである。

し力し、このようなアイソレーションアンプ 6はアナログで広いリエァ特性を有する高価な絶縁回路であるため、中性点電圧制御装置が高価になってしまうという問題があった。また、従来の中性点電圧制御装置では、計算回路 3がアナ口グ信号に基づいて中性点電圧制御を行っているため、ノィズ等の影響を受けやすいという問題があった。

発明の開示

本発明の目的は、中性点電位変動を効率良く抑制し、安全性の向上、出力電圧品質の向上を図ることができる 3相中性点クランプ式 P WMィンバ一タ装置を提供することである。 ·

上記目的を達成するために、本発明の 3相中性点クランプ式 P WMインバータ装置では、まず、正母線、負母線、中性線がそれぞれ 3相の相出力端子に接続される状態となる 3相出力電圧の時間の計算値とその状態での中性点予測電流値との積である第 1の計算値を求める。また、正母線または中性線に 3相の相出力端子のうち 2つが接続され、中性線または負母線に残りの 1つが接続される状態 1 及びその逆の状態 2を取り得る 3相出力電圧の時間の計算値とその状態 1及び 2 での中性線予測電流値との積である第 2及び第 3の計算値を求める。さらに、第 1、第 2、第 3の計算値に基づき、中性線に流れる電流を零または、 3相出力電圧の中性線の電位を正母線と負母線電圧とのちようど中間となる電位に近づけるように、 PWM周期中の状態 1と 2の時間比率を決定する。

このようにすれば、中性点電位変動をできるだけ零、または中性線の電位を正母線電位と負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけることによって効率良く抑制することができるようになるため、安全性の向上、出力電圧品質の向上を図ることができる。

また、本発明の他の目的は、安価で、信頼性が高く高精度な中性点電圧制御装置を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明では、中性点電圧の値から、正母線と負母線との間の電圧の 2分の 1の電圧値である第 1の基準電圧値を減算し、その減算値が、負の値である第 2の基準電圧値より小さい場合に、中性点電圧を上昇させるための信号をオンし、その減算値が、正の値である第 3の基準電圧値より大きい場合に、中性点電圧を下降させるための信号をオンし、前述の 2つの信号を 2 ビットのディジタル信号に絶縁変換し、そのディジタル信号に基づいて中性点電圧制御指令を計算して出力する。

このようにすれば、中性点電圧と各基準電圧値との差を、アナログ信号でなくディジタル信号で表現することによって、広いリニァ特性を有する..高価な絶縁手段を用いることなく、安価なディジタル信号での絶縁手段を用いることができるため、装置全体を安価とすることができるとともに、中性点電圧と各基準電圧値との差を、アナログ信号でなくディジタル信号で処理することによって、計算手段への入力へのノィズの影響を低減化することができるようになるため、装置の信頼性を高め高精度な中性点電圧制御装置を提供することができる。

図面の簡単な説明

図 1は、 3レベルィンバータ装置の主回路構成を示す回路図；

図 2は、 3相中性点クランプ式ィンバータのスィツチ状態の組の例を示す図；図 3は、 3相中性点クランプ式ィンバータのスイツチ状態の他の組の例を示す図；

図 4は、 3相中性点クランプ式インバータの出力電圧空間べクトル図；図 5は、従来の PWMパルス演算回路のブロック図；

図 6は、従来の中性点電圧制御装置の構成を示すプロック図；

図 7は、本発明の第 1の実施形態の 3相中性点クランプ式ィンバークの P WM パルス演算器の構成を示すプロック図；

図 8は、本発明の第 2の実施形態の中性点電圧制御装置の構成を示すプロック図である。

図 9は、本発明の第 3の実施形態の中性点電圧制御装置の動作を示す図；そして、

図 1 0は、本発明の第 3の実施形態の中性点電圧制御装置の構成を示すプロック図である。

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照して説明する。各図面において、同一符号は同一構成要素を表わしている。

第 1の実施形態

次に、本発明の第 1の実施形態の 3相中性点クランプ式 PWMィンバータ装置について図 7を参照して説明する。図 7は、本実施形態の 3相中性点クランプ式 P WMィンバータ装置に適用される PWMパルス演算器の構成を示すプロック図である。図 7に示すように、本実施形態の 3相中性点クランプ式 PWMインバータ装置は、中性点電位制御のパラメータ計算器 1 0 1と、ベタトル時間計算器 1 0 2と、ベタトル時間レジスタ 1 0 3と、 P WMパターン設定器 1 0 4とを備えている。

本実施形態の 3相中性点クランプ式 PWMィンバータ装置が出力電圧べクトル Vを出力する場合には、図 4に示す、出力電圧ベクトル Vが存在する領域（領域 1〜6 ) を構成するベクトルに基づいて PWMパルスが出力される。領域を構成するベタトノレは、図 4のように分類されるとし、ベタトル時間演算器 1 0 2は、出力電圧べクトル Vを出力するために各分類されたべクトルの総出力時間として零電圧べクトルの総出力時間 T 0

X p、 X nベタトルの総出力時間 T 1

zべクトルの総出力時間 T 2

y p、 y nベタトルの総出力時間 T 3 aベクトルの総出力時間： T4

bベタトルの総出力時間： T 5

をそれぞれ計算する。そして、各ベクトルの出力に伴う中性線の電流をそれぞれ zべクトルの出力に伴う中性線電流： i c

X p、 x nベタトルの出力に伴う中性線電流： i c X

y p、 y nべクトルの出力に伴う中性線電流： i c y

とし、 UVW相の負荷電流瞬時値の測定値をそれぞれ r (U) 、 i (V) 、 i ( W) とすると、各ベクトルがその領域にあるときの、 i (p h a s e l) 、 i ( p h a s e 2) 、 i (p h a s e 3) は、表 2に示すように、各々 i (U) 、 i (V) 、 i (W) に変化するので、各中性線電流は、以下の式のように計算することができる。ここで、 p h a s e lは、 x p、 x nベクトルの出力時の位相であり、 p h a s e 2は、 zベクトルの出力時の位相であり、 p h a s e 3は、 y p、 y nベクトルの出力時の位相である。

i c = i (p h a s e 2) XT2

i c x = i (p h a s e l) X T 1

i c y= i (p h a s e 3) XT 3 '

このように各中性線電流 i c、 i c x、 i c yを求めると、中性点電位変動を零に近づけるには、 i c、 i c x、 i c yを用いて中性線の電流変動を零に近づけるように x p、 x nおよび y p、 y nベクトルの時間比率を決定すればよい。各べクトルの時間比率の具体的な計算法の一例を以下に説明する。

PWMパターン設定器 105は、特開 2001— 57784号公報に記載されているように中性点電位制御に中性点電位制御パラメータひ、 α1、 α;2を用いる。これらのパラメータ相互の関係は、電圧ベクトルの存在する領域と相電流との関係によって、

i ( h a s e l) ≥0ならば α1=α

i (p h a s e l) く 0ならば — α

i (p h a s e 3) ≥0ならば a 2=1— a i (p h a s e 3) < 0ならばひ 2= a

(注：相電流はインパータからモータへの向きを正とする。）

のように変化する。

p h a s e l、 p h a s e 2、 p h a s e 3と、 U、 V、 W相の対応は、次の表 1に示される。

(表 1)

相の対応表

そして、 x p、 x nベクトルの時間配分を、

x pべクトルの時間： Τχ ρ = α1ΧΤ 2

X ηベクトルの時間： Τ X η= (1—ひ 1) ΧΤ 2とし、

y p、 y nベタトルの時間配分を、

y pべクトルの時間： Ty p = o; 2 XT 3

y nベクトルの時間： Ty n= (1—ひ 2) XT 3

とする。

中性点電位制御パラメータ計算器 1 06によって中性点電位制御パラメータ α は、

= a + a (0≤ <¾ 丄 )

のように 2つのパラメータ α，と α' ' の和で計算される。なお、 αは、 0以上 1以下に制限されるものとする。ここで、 ' fま、

a ' =D ( i c≥ 0のとき）

' =-D ( i c < 0のとき）

(α' も— 1以上、 1以下に制限される）

のように計算される。

α ' ' は αオフセット調整パラメータであり、中性点電位異常時等に強制的に中性点電位を制御することに利用するものとし、通常は 0. 5であるとする。また、 β、 γは、以下の（1) 〜（4) に示すように求められる。

(1) | i c | < | i c x | ≤ | i c y | または、 | i c | く l i c y l ^ l i c X I の場合には、 y= i c、 β = I i c x I + I i c y | として a' が計算される。

(2) I i c x | ≤ | i c | ≤ | i c y | または、 I i c x l ^ l i c y I ≤ I i c I の場合には、 γ= | i c I - I i c x |、 β = | i c y | として a' が計算される。ただし、 a lは別途、

i c Xと i cの符号が同符号の場合には、

a 1=1に固定とし、 '

i c Xと i cの符号が異符号の場合には、

a 1 =0に固定とする。

i c Xと i cの符号が同符号の場合には、

« 2 = 0に固定とし、

i c yと i cの符号が異符号の場合には、

« 2 = 1に固定とする。

(4) I i c x | + | i c y | ≤ | i c |の場合、

i c _Xと i cの符号が同符号の場合には、 a 1 = 1に固定とし、

i C Xと i cの符号が異符号の場合には、

ひ 1 =0に固定とし、

i c yと i cの符号が同符号の場合には、

a 2 = 0に固定とし、

i c yと i cの符号が異符号の場合には、

« 2 = 1に固定とする。

このように中性点電位制御パラメータ aを計算すれば、 X p、 X n、 y p、 y nべクトルによって流れる中性線電流を効率良く使ってベタトルによって流れる中性線電流が起こす中性点電位変動を、 PWM周期毎にできるだけ零に近づけることが可能となる。

また、特開 2001—06 1 28 3号公報に記載されている方法のように、 z べクトルの発生を抑制する方法においても、上記の計算で T 2を、べクトルの発生を抑制されたあとの時間とすれば、上記計算のままで中性点電位変動を効率良く抑制することが可能となる。

本実施形態の 3相中性点クランプ式 P WMィンパータ装置では、ィンバータの運転条件によっては、 I i c x | + | i c y I ≤ I i c |の場合のように i cが大きくなつて PWM周期中に完全に補償できない場合のことを考慮し、後続の P WM周期で、

I i c x | + | i c y | ≥ | i c U | i c x 1 ≥ | i c | _s 1 i c y 1 ≥ I i c I となったときに、多めに補償を行うようにする。

このようにするために、本実施形態の 3相中性点クランプ式 PWMインバータ装置では、 PWM周期中に zべクトルによって流れる中性線電流を補償するのではなく、現在までに中性線に流れた電流の積分値を補償するように変更してもよレ、。具体的には、 i cを次の式のように 1回前までに流れた中性線電流の時間積分値 i c 0と次の PWM周期の zベタトルによる中性線電流 i (p h a s e 2) との和を利用するように変更する。

i c = i c 0 + i (p h a s e 2) X T 2 このようにすることで、 1周期では抑制し切れなかつた中性点電位変動を抑制することが可能となる。なお、中性線電流の時間積分値 i c 0は、中性線に備えられた電流センサによつて測定されてもよいし、中性線に繋がる相出力電流からの予測によって算出されてもよい。

直列接続された各々の平滑コンデンサの容量が等しい場合には、本実施形態の 3相中性点クランプ式 PWMィンバータ装置のように、中性点電流を零に近づけることで中性点電位変動を零にし、中性点電位を正母線と負母線電位のちょうど中間の電位（この電位を V 0とする）へ制御することができるが、'経年変化等によつて直列接続された各々のコンデンサの容量が異なるようになった場合には、中性点電流を零に近づけるだけでは中性点電位を正母線と負母線電位との間のちようど中間となる電位へ制御することができなくなる。

そこで、本発明では、 i c、 i c x、 i c yの計算値から、中性点電流を零に近づけるのではなく、逆に中性点電流を増加させて、 V 0へ近づけるように制御することもできる。この場合には、中性点電位制御パラメータ計算器 1 0 1が中性点電位のレベルを検出するようにし、その電位が V 0よりも高ければ、 i c、 i c x、 i c yの計算値から中性線電流を図 1の矢印の向きに増加させ、電位が V 0よりも低ければ、中性線電流を図 1の矢印の向きと逆に増加させるような計算を行うようにするとよい。

第 2の実施形態

本発明の第 2の中性点電圧制御装 *について説明する。図 8は、本実施形態の中性点電圧制御装置の構成を示すプロック図である。図 8に示すように、本実施形態の中性点電圧制御装置は、減算器 1と、 2つの比較器 2と、計算回路 3と、絶縁回路 1 0から構成される。

減算器 1は、中性点電圧 V_CNから第 1の基準電圧 V ^を減算した値を出力する。第の基準電圧値 v^_flは、前述のように P点と N点との間の電圧の 2分の 1の電圧値（1 / 2 - V_PN) である。

本実施形態の中性点電圧制御装置は、第 1の基準電圧値 V_reflの他に、第 2の基準電圧値 V_ref2および第 3の基準電圧値 V_rrf3を用いる。第 2の基準電圧値 V_ref2および第 3の基準電圧値 V_ref3は、図 9に示すように、それぞれ負の値と正の値となつている。

1つの比較器 2は、減算器 1の出力の値が第 2の基準電圧値 V_ref2より小さい場合に、計算回路 3に対し中性点電圧を上昇させるための信号をオンして出力する。また、もう 1つの比較器 2は、減算器 1の出力の値が第 3の基準電圧値 V_ref3より大きい場合に、計算回路 3に対し中性点電圧 V_CNを下降させるための信号をオンして出力する。

2つの比較器 2から出力される信号は、 2ビットのディジタル信号として絶縁回路 1 0に入力され、計算回路 3に入力される。絶縁回路 1 0は、ディジタル信号を扱う回路であるため、広い範囲でのリニア特性等を有する必要がないので、図 2に示すアイソレーションアンプ 6より安価なものとすることができる。

計算回路 3は、 2つの比較器 2の出力を入力して、 2つの比較器 2から信号が入力されていなければ中性点電圧をそのまま維持するようにし、中性点電圧を上昇させる信号が入力されれば、中性点電圧を上昇させるような中性点電圧制御指令を作成し、中性点電圧を下降させる信号が入力されれば中性点電圧を下降させるような中性点電圧制御指令を作成する。

以上述べたように、本実施形態の中性点電圧制御装置では、中性点電圧 V_CNと各基準電圧値との差をアナ口グ信号からディジタル信号に変換することによって、広いリニァ特性を有する高価な絶縁回路を用いることなく、安価なディジタル信号の絶縁回路 1 0を用いることができるため、装置全体を安価とすることができる。 '

また、本実施形態の中性点電圧制御装置では、中性点電圧 V_CNと各基準電圧値との差を、アナログ信号でなくディジタル信号で処理することによって、計算回路 3の入力に対するノィズの影響を低減化することができるため、装置の信頼 1·生を高め、高精度な中性点電圧制御を行なうことができる。

また、本実施形態の中性点電圧制御装置では、第 2の基準電圧値 Vr_ef2と第 3の基準電圧値 v_ref3とをしきい値として不感帯を設けることによって、中性点電圧に含まれるレベルの小さいノィズに左右されることなく、中性点電圧制御を行うことができる。さらに、本実施形態の中性点電圧制御装置では、第 2の基準電圧値 V_ref2と第 3の基準電圧値 V_ref3によるしきい値を、 3レベルィンパータ装置が出力する周波数の 3倍の周波数で起こる中性点電圧変動よりも広く設定することが望ましい。こうすることによって、ノイズの影響を除去することができるとともに、通常の変動分、すなわち運転周波数の 3倍周波数での変動分を無視することができるようになるため、制御の簡略化と高信頼性を実現できる。なお、計算回路 3は、ソフトウェアで構成されているものであってもよいし、電気回路のようなハードウエアで構成されているものであってもよい。

第 3の実施形態

次に、本発明の第 3の実施形態の中性点電圧制御装置について図 1 0を参照して説明する。図 1 0は、本実施形態の中性点電圧制御装置の構成を示すブロック図である。図 1 0に示すように、本実施形態の中性点電圧制御装置は、 2つの比較器 2の代わりにコンパレータ 4を備え、計算回路 3の代わりに記憶装置 5を備えている点が、前述の実施形態の中性点電圧制御装置と異なっている。

コンパレータ 4は、中性点電圧 V_CNから第 1の基準電圧 V_reflを減算した値を入力し、減算器 1の出力の値が第 2の基準電圧値 V ^より小さい場合と、第 2の基準電圧値 V 以上第 3の基準電圧値 V_ref3以下である場合と、第 3の基準電圧値 V _ef3より大きい場合とで値が異なる 3つの 2ビットのディジタル信号を出力する。記憶装置 5には、そのディジタル信号の値とその値において出力されるべき中 . 性点電圧制御指令との組のテーブルが、インバータのカ行 '回生の場合や、使用状況に応じたィンバータの運転状況に応じて複数個記憶されている。記憶装置 5 は、各テーブルの中から現在の運転状況に応じたテーブルを選択し、そのテープルを用いてディジタル信号に対応する中性点電圧制御指令を出力する。

表 2に、各スイッチング状態と、中性点電圧の変化を示す。ここで、スィッチング状態は、図 4に示すような、ベクトルを出力する際のスイッチングパターンであり、それぞれ U相、 V相、 W相の順番で示してある。 Pは、その相が正極側の点 Pに接続されている状態であり、 Nは、その相が負極側の点 Nに接続されている状態であり、 Oは、その相が中性点 C点に接続されている状態である。ここで、例えば、 a pベクト^ a nベクトノレは、図 4を見ると明らかなように、出力する線間電圧としては等価であるが、スイッチング状態が違うため、例えば、カ行時における中性点電圧の変化を考えると、 a pベクトルの場合は上昇、 a nベクトルの場合は下降と、それぞれ逆になる。また、カ行、回生時によつても中性点電圧の変化は逆になる。このように、出力する線間電圧は同じでも、中性点電圧を上昇、下降することの出来る電圧ベクトルの組が存在するため、どちらのベクトルを選択するかによって、中性点電圧を制御することが出来る。本実施形態の中性点電圧制御装置では、これらの関係をテーブルとして記憶させておくことにより、中性点電圧の変動に対して、その変動を打ち消すパターンを選択することができる。

(表 2 ) 電圧中性点電圧の変ィ匕

スイッチング状態

ベタ卜ノレカ行' 回生

Op PPP 変化なし変化なし

0o 000 変化なし変化なし

On NNN 変化なし変化なし a PNN, NPN, NNP 変化なし変化なし b PPN, NPP, PNP 変化なし変化なし

PON, 0PN, NP0,

c 位相による位相による

NOP, 0NP, PN0

ap P00, 0P0, OOP 上昇下降

bp PP0, 0PP, POP 上昇下降

an 画， N0N, NN0 下降上昇

bn 00N, N00, 0N0 下降上昇

Claims

請求の範囲

1 . 正母線と負母線と中性線とを有し、正母線と相電圧出力端子間並びに負母線と相出力端子間にそれぞれ第 1及び第 2のスィツチ素子、並びに第 3及び第 4のスィツチ素子を直列接続するとともに、前記第 1と前記第 2のスィツチ素子の接続点及び前記第 3と前記第 4のスィツチ素子の接続点をそれぞれクランプ素子を介して前記中性点と接続された中性点クランプ式 PWMィンバータを 3相分設けた 3相中性点クランプ式 P WMィンバータ装置において、

PWM周期中に前記正母線、前記負母線、前記中性線が、それぞれ 3相の前記相出力端子に接続される状態となる 3相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性点に流れると予測される電流値を掛け合わせた第 1の計算値を求める手段と、

前記正母線に 3相の前記相出力端子のうち 2つが接続され、前記中性線に 3相の前記相出力端子のうち 1つが接続される第 2の状態または前記中性線に 3相の前記相出力端子のうち 2つが接続され、前記負母線に 3相の前記相出力端子のうち 1つが接続される第 3の状態を取り得る 3相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第 2の計算値を求める手段と、

前記正母線に 3相の前記相出力端子のうち 1つが接続され、前記中性線に 3相の前記相出力端子のうち 2つが接続される第 4の状態または前記中性線に 3相の前記相出力端子のうち 1つが接続され、前記負母線に 3相の前記相出力端子のうち 2つが接続される第 5の状態を取り得る 3相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第 3の計算値を求める手段と、

前記第 1、前記第 2、前記第 3の計算値に基づき前記中性線に流れる電^ Eを零または、前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、 PWM周期中の前記第 2と前記第 3、前記第 4と前記第 5の状態の比率を決定する比率決定手段とを備えたことを特徴とする 3相中性点クランプ式 P WMィンパータ装置。

2 . 請求項 1に記載の比率決定手段に代えて、前記第 1の計算値と 1周期前の P WM周期までに中性線に流れた電流の積分値との和である第 4の計算値を求め、前記第 2、前記第 3の計算値に基づき前記第 4の計算値を零または、前記第 4の計算値を用いて前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちようど中間となる電位に近づけるように、 PWM周期中の前記第 2と前記第 3、前記第 4と前記第 5の状態の比率を決定する比率決定手段としたことを特徴とする請求項 1記載の 3相中性点クランプ式 P WMィンバータ装置。

3 . 前記正母線、前記負母線、前記中性線が、それぞれ 3相の前記相出力端子に接続される 6つのスィツチ状態となる 3相,出力電圧の時間を第 1の設定値以下に抑制し、前記第 1の設定値以下に抑制されたことに伴う出力電圧の不足分を、 3 相の前記相出力端子各々が前記正母線または前記負母線に接続されるが、 3相の前記相出力端子が 3つ同時に前記正母線または負母線に接続される状態を除く 6 つのスィツチ状態で補う 3相中性点クランプ式 PWMィンバータ装置において、請求項 1に記載の第 1の計算値を求める手段に代えて、 PWM周期中に、前記第 1の設定値以下に抑制された 3相出力電圧の時間とその状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第 1の計算値を求める手段としたことを特徴とする請求項 1記載の 3相中性点クランプ式 PWMィンバータ装置。

4 . 請求項 3に記載の 3相中性点クランプ式 PWMインバータ装置において、中性線に流れると予測される電流値に代えて、中性線に流れる電流の実測値を用い、比率決定手段においては、前記第 1の計算値と 1周期前の PWM周期までに中性線に流れた電流の積分値との和である第 4の計算値を求め前記第 2、前記第 3 の計算値に基づき前記第 4の計算値を零または、前記第 4の計算値を用いて前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、 PWM周期中の前記第 2と前記第 3、前記第 4と前記第 5 の状態の比率を決定する比率決定手段としたことを特徴とする請求項 3記載の 3 相中性点クランプ式 P WMィンバータ装置。

5 · 前記第 1から第 3の計算値を求める手段における前記中性線に流れると予測される電流値を、前記中性線に接続される前記相出力端子に流れると予想される電流値を用いて計算するようにしたことを特徴とする請求項 1から 3のいずれか 1項に記載の 3相中性点クランプ式 P WMィンバータ装置。

6 . 3レベルインバータ装置の正母線と負母線との間に直列に接続された' 2つのコンデンサ間の中性点と該負母線との間の電圧である中性点電圧の制御を行なう中性点電圧制御装置において、

前記中性点電圧の値から、前記正母線と前記負母線との間の電圧の 2分の 1の電圧値である第 1の基準電圧値を減算した値を出力する減算手段と、

前記減算手段から出力された値が、負の値である第 2の基準電圧値より小さい場合に、前記中性点電圧を上昇させるための信号をオンする第 1の比較手段と、前記減算手段から出力された値が、正の値である第 3の基準電圧値より大きい場合に、前記中性点電圧を下降させるための信号をオンする第 2の比較手段と、前記 2つの信号を 2ビットのディジタル信号に絶縁変換する絶縁手段と、前記ディジタル信号に基づいて中性点電圧制御指令を計算して出力する計算手段とを備えることを特徴とする中性点電圧制御装置。

7 . 3 レベルインバータ装置の正母線と負母線との間に直列に接続された 2つのコンデンサ間の中性点と該負母線との間の電圧である中性点電圧の制御を行なう中性点電圧制御装置において、

該減算手段から出力された値が負の値である第 2の基準電圧値より小さ！/、場合と、該減算手段から出力された値が正の値である第 3の基準電圧値より大きい場合と、該減算手段から出力された値が前記第 2の基準電圧値以上前記第 3の基準電圧値以下である場合とで値が異なる 2ビットのディジタル信号を出力するコンノレータと

前記ディジタル信号を絶縁して出力する絶縁手段と、

前記ディジタル信号に基づいて中性点電圧制御指令を計算して出力する計算手段とを備えることを特徴とする中性点電圧制御装置。

8 . 3レベルインバータ装置の正母線と負母線との間に直列に接続された 2つのコンデンサ間の中性点と該負母線との間の電圧である中性点電圧の制御を行なう中性点電圧制御装置において、

前記減算手段から出力された値が、負の値である第 2の基準電圧値より小さい場合に、前記中性点電圧を上昇させるための信号をオンする第 1の比較手段と、前記減算手段から出力された値が、正の値である第 3の基準電圧値より大きい場合に、前記中性点電圧を下降させるための信号をオンする第 2の比較手段と、前記 2つの信号を 2ビットのディジタル信号に絶縁変換する絶縁手段と、前記ディジタノレ信号の値と当該値において出力されるべき中性点電圧制御指令との組のテーブルを予め記憶しており、前記絶縁手段から入力されたディジタル信号に対応する中性点電圧制御指令を前記テーブルから求めて出力する記憶手段とを備えることを特徴とする中性点電圧制御装置。

9 . 3レベルィンバータ装置の正母線と負母線との間に直列に接続された 2つのコンデンサ間の中性点と該負母線との間の電圧である中性点電圧の制御を行なう中性点電圧制御装置において、

該減算手段から出力された値が負の値である第 2の基準電圧値より小さレ、場合と、該減算手段から出力された値が正の値である第 3の基準電圧値より大きい場合と、該減算手段から出力された値が前記第 2の基準電圧値以上前記第 3の基準電圧値以下である場合とで値が異なる 2ビットのディジタル信号を出力するコンノレ¹ ~タと

前記デイジタル信号を絶縁して出力する絶縁手段と、

前記ディジタル信号の値と当該値において出力されるべき中性点電圧制御指令との組のテーブルを予め記憶しており、前記絶縁手段から入力されたディジタル信号に対応する中性点電圧制御指令を前記テーブルから求めて出力する記憶手段とを備えることを特徴とする中性点電圧制御装置。

1 0 . 前記記憶手段は、インバータの運転状況に応じた前記テーブルを複数記憶しており、前記各テーブルの中から現在の運転状況に応じたテーブルを選択し、該テーブルを用いて前記ディジタル信号に対応する中性点電圧制御指令を出力する請求項 8または 9記載の中性点電圧制御装置。

1 1 . 前記第 2の基準電圧値と前記第 3の基準電圧値との差は、前記 3レベルィンバータの出力周波数の 3倍の周波数における中性点電圧変動の振幅より大きくなるように設定される請求項 6カゝら 1 0のいずれか 1項記載の中性点電圧制御装