CN101106335A

CN101106335A - 一种谐振变换器

Info

Publication number: CN101106335A
Application number: CNA2007100750296A
Authority: CN
Inventors: 李小兵
Original assignee: Emerson Network Power Co Ltd
Current assignee: Astec Power Supply Shenzhen Co Ltd
Priority date: 2007-06-13
Filing date: 2007-06-13
Publication date: 2008-01-16
Anticipated expiration: 2027-06-13
Also published as: CN100521492C

Abstract

本发明公开了一种谐振变换器，包括变压器、方波生成器、谐振电路、输出整流电路和输出滤波电路，输出整流电路连在变压器副边绕组与输出滤波电路之间，方波生成器输入端接有直流电源，方波生成器用于将输入的直流电压变换为交流方波电压并输出，谐振电路包括第一电感、谐振电容、第二电感，谐振电容和第一电感串联形成谐振支路，第二电感与变压器原边绕组并联形成并联支路，谐振支路一端与并联支路一端相连，谐振支路与并联支路的另一端分别与方波生成器的两个输出端相连；方波生成器输出的交流方波电压为固定频率、可调占空比的交流方波电压。从而避免变换器的工作频率在一个很宽的范围内，从而可以优化输出滤波电路的设计。

Description

一种谐振变换器

技术领域

本发明涉及一种谐振变换器。

背景技术

如图1所示，一种对称半桥结构LLC谐振变换器，包括变压器、方波生成器、谐振电路、输出整流电路和输出滤波电路，所述输出整流电路连在变压器副边绕组与输出滤波电路之间，所述方波生成器输入端接有直流电源，所述方波生成器用于将输入的直流电压Vin变换为交流方波电压并输出。所述变压器包括原边绕组N1、第一副边绕组N21、第二副边绕组N22。所述方波生成器包括第一电容Cd1、第二电容Cd2、第一开关管Q1和第二开关管Q2。第一电容Cd1和第二电容Cd2的容量很大，均分输入电压Vin，其上电压为输入电压Vin的一半。第一开关管Q1、第二开关管Q2构成一个半桥结构，其驱动信号是固定50％占空比的互补信号，所述第一开关管Q1、第二开关管Q都采用变频调制以调节输出电压。谐振电路包括第一电感Lr、谐振电容Cr、第二电感Lm。该谐振电路连接在半桥的中点与第一电容Cd1和第二电容Cd2之间，因此谐振电容Cr也起到隔直的作用。在输出侧，所述输出整流电路包括第一整流二极管D3、第二整流二极管D4，所述输出滤波电路包括输出电容Co，第一整流二极管D3、第二整流二极管D4构成中心抽头的整流电路，第一整流二极管D3、第二整流二极管D4分别直接连接到输出电容Co上。

图2是现有的对称半桥构的谐振变换器的输出电压Vo和开关管的开关频率f的特性曲线示意图。一般开关频率会选择在图2中输出电压Vo取得最大值之后的频率段，所以频率升高，输出电压下降。从图2中可以看出，当频率升高到一定程度，特性曲线变得非常平坦，甚至可能出现不降反升的情况，频率调节能力变得很弱。在轻载或者空载时，为了降低输出电压需要升高开关频率，由于频率升高到一定值的时候特性曲线变得非常平坦，要降低电压需要将开关频率升的很高，导致变换器的工作频率范围很宽。如果电磁兼容性要求指标很高，当变换器的输出滤波电路为简单的电容滤波器时则不能满足该电磁兼容性指标要求，则需将输出滤波电路改为π型滤波电路或者多级滤波电路。如果变换器工作频率范围很宽，输出滤波电路的指标必须满足最低开关频率时候的参数指标，这样输出滤波器由于频率较低导致滤波器中的电容和电感参数很大，从而需选择体积很大的滤波器。此外，工作频率过高的时候会使得整流二极管失去零电流关断特性，导致输出整流二极管两端电压尖峰很高，必须选择高耐压的二极管，而高耐压的二极管的导通压降较高，从而损耗成倍增加，导致变换器可靠性降低，效率下降。

对于别的LLC串联谐振变换器诸如不对称半桥LLC谐振变换器，都有变换器的控制频率很宽的问题。

综上，现有的谐振变换器有以下不足：轻载或者空载时，为了降低输出电压需要升高开关频率，由于频率升高到一定值的时候特性曲线变得非常平坦，要降低电压需要将开关频率升的很高，导致变换器的工作频率范围很宽。变换器开关频率变化范围很宽导致输出滤波电路很难优化，而输出滤波电路必须满足最低频率时的要求，导致输出滤波电路中的电容和电感参数很大，从而造成输出滤波电路的体积很大。此外工作频率过高的时候会使得整流二极管失去零电流关断特性，导致输出整流二极管两端电压尖峰很高，必须选择高耐压的二极管，而高耐压的二极管的导通压降较高，从而损耗成倍增加，导致变换器可靠性降低，效率下降。

发明内容

本发明就是为了克服以上的不足，提出了一种谐振变换器，有利于输出滤波器的优化。

本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决：

一种谐振变换器，包括变压器、方波生成器、谐振电路、输出整流电路和输出滤波电路，所述输出整流电路连在变压器副边绕组与输出滤波电路之间，所述方波生成器输入端接有直流电源，所述方波生成器用于将输入的直流电压变换为交流方波电压并输出，所述谐振电路包括第一电感、谐振电容、第二电感，所述谐振电容和第一电感串联形成谐振支路，所述第二电感与变压器原边绕组并联形成并联支路，所述谐振支路一端与并联支路一端相连，所述谐振支路与并联支路的另一端分别与方波生成器的两个输出端相连；其特征在于：所述方波生成器输出的交流方波电压为固定频率、可调占空比的交流方波电压，所述固定频率满足如下公式：

f_m＜f＜f_r，

fr = \frac{1}{2 π \sqrt{LrCr}},

f_{m} = \frac{1}{2 π \sqrt{(L_{r} + L_{m}) C_{r}}}

其中f为所述固定频率，Cr为谐振电容的容值，Lr为第一电感的感量，

Lm为第二电感的感量。

本发明的技术问题通过以下的技术方案进一步予以解决：

所述固定频率还满足如下公式：(fr-f)＜(f-fm)。

所述第一电感和第二电感分别为外接的独立电感。

所述方波生成器包括第一电容、第二电容、第一开关管和第二开关管，所述第一电容和第二电容串联后跨接在直流电源两端，所述第一开关管和第二开关管串联后跨接在直流电源两端；所述第一电感一端连接在所述第一开关管和第二开关管之间，所述第一电感另一端经谐振电容与第二电感和变压器原边绕组的一端相连，所述第二电感和变压器原边绕组的另一端连至第一电容和第二电容之间。

所述方波生成器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管和第二开关管串联后跨接在直流电源两端，所述第三开关管和第四开关管串联后跨接在直流电源两端；所述第一电感一端连接在述第一开关管和第二开关管之间，所述第一电感另一端经谐振电容与第二电感和变压器原边绕组的一端相连，所述第二电感和变压器原边绕组的另一端连至第三开关管和第四开关管之间。

所述第一电感为变压器原边绕组的漏感，所述第二电感为变压器原边绕组的激磁电感。

所述变压器包括第一、二变压器，所述方波生成器包括第一、二方波生成器，所述谐振电路包括第一、二谐振电路，所述输出整流电路包括第一、二输出整流电路；所述第一输出整流电路连在第一变压器副边绕组与输出滤波电路之间，所述第一方波生成器输入端接有直流电源，所述第一方波生成器用于将输入的直流电压变换为交流方波电压并输出，所述第一谐振电路包括第一电感、第一谐振电容、第二电感，所述第一谐振电容和第一电感串联形成第一谐振支路，所述第二电感与第一变压器原边绕组并联形成第一并联支路，所述第一谐振支路一端与第一并联支路一端相连，所述第一谐振支路与第一并联支路的另一端分别与第一方波生成器的两个输出端相连；所述第二输出整流电路连在第二变压器副边绕组与输出滤波电路之间，所述第二方波生成器输入端接有直流电源，所述第二方波生成器用于将输入的直流电压变换为交流方波电压并输出，所述第二谐振电路包括第三电感、第二谐振电容、第四电感，所述第二谐振电容和第三电感串联形成第一谐振支路，所述第四电感与第二变压器原边绕组并联形成第二并联支路，所述第二谐振支路一端与第二并联支路一端相连，所述第二谐振支路与第二并联支路的另一端分别与第二方波生成器的两个输出端相连，所述第一、二方波生成器输出的交流方波电压的相位差为90度。

本发明与现有技术对比的有益效果是：

本发明的谐振变换器的方波生成器输出的是固定频率、可调占空比的交流方波电压，由于采用频率固定的PWM控制，避免变换器的工作频率在一个很宽的范围内，从而可以优化输出滤波电路的设计。本发明有利于主功率变压器的优化设计和滤波电路的优化设计，从而有利于变换器的优化设计。

方波生成器的开关管的工作频率位于谐振电路的两个特征谐振频率之间，因此方波生成器的开关管可以在全负载范围内实现零电压开关，整流二极管可以实现零电流关断，可以减小开关管的开关损耗，而整流二极管由于为零电流关断，避免了在整流二极管两端出现很高的电压尖峰，所以可以选用低电压耐压的二极管。而整流二极管采用低电压耐压的二极管一方面可以减小开关损耗，提高谐振变换器的效率和可靠性；另一方面可以降低谐振变换器的成本。

方波生成器的开关管的关频率在谐振电路的两个特征谐振频率之间，并且尽量靠近较高谐振频率。较高的变换器开关管的开关频率可以减小变压器的体积和输出滤波器的体积。

附图说明

图1是对称半桥结构LLC谐振变换器的结构示意图；

图2是图1的输出电压和开关频率的特性曲线示意图；

图3是本发明的工作模态示意图；

图4是本发明具体实施方式二的结构示意图；

图5是本发明具体实施方式三的结构示意图；

图6是本发明具体实施方式四的结构示意图。

具体实施方式

下面通过具体的实施方式并结合附图对本发明做进一步详细说明。

具体实施方式一

本发明对现有的、如图1所示的对称半桥结构LLC谐振变换器的控制方法进行改进，具体表现在：控制方波生成器将输入的直流电压变换为固定频率f、可调占空比的交流方波电压并输出至谐振电路，所述固定频率满足如下公式：

f_m＜f＜f_r，

fr = \frac{1}{2 π \sqrt{LrCr}},

f_{m} = \frac{1}{2 π \sqrt{(L_{r} + L_{m}) C_{r}}}

其中f为所述固定频率，fr为谐振电路的第一特征谐振频率，fm为谐振电路的第二特征谐振频率，Cr为谐振电容的容值，Lr为第一电感的感量，Lm为第二电感的感量。即变换器的第一开关管Q1和第二开关管Q2分别采用PWM控制，并使第一开关管Q1和第二开关管Q2的开关频率f处于谐振电路的第一特征谐振频率fr和第二特征谐振频率fm之间，第一开关管Q1和第二开关管Q2输入的PWM信号为互补的。本发明的谐振变换器通过采用脉宽调制(Pulse-width modulation，简称PWM)控制，有利于输入滤波器设计。并可以在全负载范围内实现主开关管(第一开关管Q1和第二开关管Q2)的零电压开关(ZVS)，副边整流二极管(第一整流二极管D3、第二整流二极管D4)为零电流关断(ZCS)。

变换器开关频率f应尽量靠近fr，通过升高变换器工作频率可以减小主功率变压器的体积和滤波器的体积，从而可以减小整个谐振变换器的体积，提高变换器的功率密度。而且本发明在整个开关周期中变压器原边绕组都接收输入功率，并通过压器副边绕组向负载传输功率，变压器利用率高。

上述第一电感Lr可以利用变压器原边绕组N1的漏感，也可采用外接的独立串联电感；第二电感Lm可以利用变压器原边绕组N1的激磁电感，也可采用外接的独立并联电感。当第一电感Lr和第二电感Lm都集成到变压器中后，整个谐振变换器只需要一颗磁心，从而可以节约成本、减少干扰。

上面提出的是一种PWM控制的对称半桥LLC谐振变换器，原边为对称半桥结构，副边为变压器中心抽头的全波整流电路，本发明中的输出同样可以采用桥式整流电路等其他整流电路。

下面以图1所示的谐振变换器为例介绍本发明的工作原理。为了便于电路原理分析，作如下假设：第一电容Cd1和第二电容Cd2的容量很大，其上电压为输入电压Vin的一半；输出电容容量Co很大，等效为电压源。

如图3所示，该谐振变换器在一个开关周期中一共有6个工作模态。图中id3为第一整流二极管D₃上流过的电流，id4为第二整流二极管D₄上流过的电流，Vcr为谐振电容Cr上的电压。6个工作模态的工作原理如下描述：

1)模态1(t0～t1)

在t0时刻第二开关管Q₂关断，谐振电流i_r对第一开关管Q₁两端的输出结电容放电，同时，对第二开关管Q₂两端的输出结电容充电。直到第一开关管Q₁两端电压降为零，第一开关管Q₁的体二极管D₁自然导通。

2)模态2(t1～t2)

t1时刻第一开关管Q₁开通，由于其体二极管D₁已经导通，故第一开关管Q₁为零电压开通(ZVS)。励磁电流i_Lm线性增加，谐振电流i_r流过第一开关管Q₁并且以正弦形式上升，由于第一开关管Q₁的开关频率小于第一电感Lr与谐振电容Cr的谐振周期(即谐振电路的第一特征谐振频率)。因此，在谐振电流i_r经过半个周期的谐振后，Q₁仍然处于开通状态。当谐振电流i_r下降到与励磁电流i_Lm相等时，第一整流二极管D₃电流过零而自然关断，实现零电流关断(ZCS)。本工作模态结束。

3)模态3(t2～t3)

在t2时刻第一整流二极管D₃由于电流过零而自然关断(ZCS)。第二电感Lm不再受输出电压的限制。此时，第一电感Lr、第二电感Lm与谐振电容Cr发生谐振。一般，第二电感Lm远大于第一电感Lr的感量，所以此时第一电感Lr、第二电感Lm与谐振电容Cr形成的谐振周期比较长，本模态时间一般很短，可以认为谐振电流i_r基本保持恒定。

4)模态4(t3～t4)

在t3时刻，第一开关管Q₁关断，此时谐振电流i_r对第二开关管Q₂两端的输出结电容放电，同时，对第一开关管Q₁两端的输出结电容充电。直到第二开关管Q₂两端电压降为零，第二开关管Q₂的体二极管D₂自然导通。

5)模态5(t4～t5)

在t4时刻，第二开关管Q₂开通，由于其体二极管D₂已经导通，故第二开关管Q₂为零电压开通(ZVS)。励磁电流i_Lm线性增加，谐振电流i_r流过Q₂且以正弦形式上升，由于开关频率小于Lr与Cr的谐振周期。因此，在谐振电流经过半个周期的谐振，第二开关管Q₂然处于开通状态。当谐振电流i_r下降到与励磁电流i_Lm相等时，第一整流二极管D₄电流过零而自然关断，实现零电流关断(ZCS)。本工作模态结束。

6)模态6(t5～t6)

在t5时刻，第二整流二极管D₄由于电流过零而自然关断(ZCS)。第二电感Lm不再受输出电压的限制，此时，第一电感Lr、谐振电容Cr和第二电感Lm发生谐振。一般，第二电感Lm远大于第一电感Lr的感量，所以谐振周期比较长，本模态一般时间很短，可以认为激磁电流为恒定电流。

具体实施方式二

如图4，本发明也可以对全桥结构LLC谐振变换器的控制方法进行改进，该全桥结构LLC谐振变换器与图1所示的半桥结构LLC谐振变换器的不同之处在于：所述方波生成器包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，所述第一开关管Q1和第二开关管Q2串联后跨接在直流电源两端，所述第三开关管Q3和第四开关管Q4串联后跨接在直流电源两端；所述第一电感Lr一端连接在述第一开关管Q1和第二开关管Q2之间，所述第一电感Lr另一端经谐振电容Cr与第二电感Lm和变压器原边绕组N1的一端相连，所述第二电感Lm和变压器原边绕组N1的另一端连至第三开关管Q3和第四开关管Q4之间。第一开关管Q1和第四开关管为同一驱动信号，第二开关管Q2和第三开关管Q3为同一驱动信号，这两个驱动信号互补，第一开关管Q1与第二开关管Q2的导通时间相等，通过调节占空比来调节变换器的输出电压。

上述全桥变换器的工作原理和对称半桥的工作原理类似，在这里作简单的描述。相对于对称半桥变换器，全桥变换器中加在谐振电路上的电压幅值为输入电压，而对称半桥变换器中加在谐振电路上的电压幅值为输入电压的一半，从而使得主功率变压器的变比也不一样。虽然一些电压电流应力会不同，但是基本的工作原理是类似的，这里不作详细描述，具体可以参考对称半桥的工作原理来进行分析。

具体实施方式三

图5是本具体实施方式的PWM控制的交错并联对称半桥LLC谐振变换器的结构示意图，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：采用两个对称半桥LLC谐振变换器交错并联。

如图5所示的谐振变换器包括第一、二变压器，第一、二方波生成器，第一、二谐振电路，第一、二输出整流电路；所述第一输出整流电路连在第一变压器副边绕组N21、N22与输出滤波电路之间，所述第一方波生成器输入端接有直流电源Vin，所述第一方波生成器用于将输入的直流电压变换为交流方波电压并输出，所述第一谐振电路包括第一电感Lr1、第一谐振电容Cr1、第二电感Lm1，所述第一谐振电容Cr1和第一电感Lr1串联形成第一谐振支路，所述第二电感Lm1与第一变压器原边绕组N1并联形成第一并联支路，所述第一谐振支路一端与第一并联支路一端相连，所述第一谐振支路与第一并联支路的另一端分别与第一方波生成器的两个输出端相连；所述第二输出整流电路连在第二变压器副边绕组N31、N32与输出滤波电路之间，所述第二方波生成器输入端接有直流电源，所述第二方波生成器用于将输入的直流电压变换为交流方波电压并输出，所述第二谐振电路包括第三电感Lr2、第二谐振电容Cr2、第四电感Lm2，所述第二谐振电容Cr2和第三电感Lr2串联形成第一谐振支路，所述第四电感Lm2与第二变压器原边绕组N3并联形成第二并联支路，所述第二谐振支路一端与第二并联支路一端相连，所述第二谐振支路与第二并联支路的另一端分别与第二方波生成器的两个输出端相连，所述第一、二方波生成器输出的交流方波电压的相位差为90度。所述输出滤波电路由输出电容Co构成。

所述第一方波生成器包括第一电容Cd1、第二电容Cd2、第一开关管Q1和第二开关管Q2，所述第一电容Cd1、第二电容Cd2串联后跨接在直流电源两端，所述第一开关管Q1和第二开关管Q2串联后跨接在直流电源两端；所述第一电感Lr1一端连接在所述第一开关管Q1和第二开关管Q2之间，所述第一电感Lr1另一端经第一谐振电容Cr1与第二电感Lm1和第一变压器原边绕组N1的一端相连，所述第二电感Lm1的和变压器原边绕组N1的另一端连至第一电容Cd1、第二电容Cd2之间。

所述第二方波生成器包括第三电容Cd3、第四电容Cd4、第三开关管Q3和第四开关管Q4，所述第三电容Cd3、第四电容Cd4串联后跨接在直流电源两端，所述第三开关管Q3和第四开关管Q4串联后跨接在直流电源两端；所述第三电感Lr2一端连接在所述第三开关管Q3和第四开关管Q4之间，所述第三电感Lr2另一端经第二谐振电容Cr2与第四电感Lm2和第二变压器原边绕组N3的一端相连，所述第四电感Lm2的和第二变压器原边绕组N3的另一端连至第三电容Cd3、第四电容Cd4之间。

所述第一、二方波生成器输出的交流方波电压的相位差为90度可通过如下方式实现：第二开关管Q2的驱动信号比第一开关管Q1的驱动信号的相位滞后180度，第三开关管Q2的驱动信号比第一开关管Q1的驱动信号的相位滞后90度，第四开关管Q4的驱动信号比第一开关管Q1的驱动信号的相位滞后270度实现。本具体实施方式的开关管都采用PWM控制。本具体实施方式可以增大电路的输出功率，减小输出滤波电容上的电压纹波。

具体实施方式四

图6是本具体实施方式的PWM控制的交错并联全桥LLC谐振变换器的结构示意图，本具体实施方式与具体实施方式三的不同之处在于：所述第一、二方波生成器的结构不同，本具体实施方式的方波生成器与具体实施方式二的方波生成器的结构相同。本具体实施方式的第一、二方波生成器输出的交流方波电压的相位差也为90度。本具体实施方式的开关管都采用PWM控制。本具体实施方式可以增大电路的输出功率，减小输出滤波电容上的电压纹波。

本发明对谐振变换器的开关管采用PWM控制。由于采用频率固定的PWM控制，所以就没有了变频控制的较宽工作频率范围带来的难以优化变换器设计的问题，有利于输入滤波电路设计。

提高谐振变换器的工作频率可以减小主功率变压器的体积和滤波器的体积，从而减小变换器体积，有利于提高变换器的功率密度。但是由于开关管工作频率提高，如果开关管工作于硬开关状态，将导致损耗成倍增加，变换器效率下降，所以高频开关电源如果不能实现软开关很难实际应用。本发明的谐振变换器可以实现主开关管的零电压开关和整流二极管的零电流关断，所以可以减小主开关管的开关损耗，而整流二极管由于为零电流关断，避免了在整流二极管两端出现很高的电压尖峰，所以可以选用低电压耐压的二极管。而整流二极管采用低电压耐压的二极管一方面可以减小开关损耗，提高谐振变换器的效率和可靠性；另一方面可以降低谐振变换器的成本。

本发明的谐振变换器的开关管的开关频率在谐振电路的两个特征谐振频率之间，并且尽量靠近较高的特征谐振频率。较高的变换器开关管的开关频率可以减小变压器的体积和输出滤波器的体积。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims

1.一种谐振变换器，包括变压器、方波生成器、谐振电路、输出整流电路和输出滤波电路，所述输出整流电路连在变压器副边绕组与输出滤波电路之间，所述方波生成器输入端接有直流电源，所述方波生成器用于将输入的直流电压变换为交流方波电压并输出，所述谐振电路包括第一电感、谐振电容、第二电感，所述谐振电容和第一电感串联形成谐振支路，所述第二电感与变压器原边绕组并联形成并联支路，所述谐振支路一端与并联支路一端相连，所述谐振支路与并联支路的另一端分别与方波生成器的两个输出端相连；其特征在于：所述方波生成器输出的交流方波电压为固定频率、可调占空比的交流方波电压，所述固定频率满足如下公式：

f_m＜f＜f_r，

fr = \frac{1}{2 π \sqrt{LrCr}},

f_{m} = \frac{1}{2 π \sqrt{(L_{r} + L_{m}) C_{r}}}

Lm为第二电感的感量。

2.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于：所述固定频率还满足如下公式：(fr-f)＜(f-fm)。

3.根据权利要求2所述的谐振变换器，其特征在于：所述方波生成器包括第一电容、第二电容、第一开关管和第二开关管，所述第一电容和第二电容串联后跨接在直流电源两端，所述第一开关管和第二开关管串联后跨接在直流电源两端；所述第一电感一端连接在所述第一开关管和第二开关管之间，所述第一电感另一端经谐振电容与第二电感和变压器原边绕组的一端相连，所述第二电感和变压器原边绕组的另一端连至第一电容和第二电容之间。

4.根据权利要求2所述的谐振变换器，其特征在于：所述方波生成器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管和第二开关管串联后跨接在直流电源两端，所述第三开关管和第四开关管串联后跨接在直流电源两端；所述第一电感一端连接在述第一开关管和第二开关管之间，所述第一电感另一端经谐振电容与第二电感和变压器原边绕组的一端相连，所述第二电感和变压器原边绕组的另一端连至第三开关管和第四开关管之间。

5.根据权利要求1至4任一所述的谐振变换器，其特征在于：所述第一电感为变压器原边绕组的漏感，所述第二电感为变压器原边绕组的激磁电感。

6.根据权利要求1至4任一所述的谐振变换器，其特征在于：所述第一电感和第二电感分别为外接的独立电感。

7.根据权利要求3或4所述的谐振变换器，其特征在于：所述变压器包括第一、二变压器，所述方波生成器包括第一、二方波生成器，所述谐振电路包括第一、二谐振电路，所述输出整流电路包括第一、二输出整流电路；所述第一输出整流电路连在第一变压器副边绕组与输出滤波电路之间，所述第一方波生成器输入端接有直流电源，所述第一方波生成器用于将输入的直流电压变换为交流方波电压并输出，所述第一谐振电路包括第一电感、第一谐振电容、第二电感，所述第一谐振电容和第一电感串联形成第一谐振支路，所述第二电感与第一变压器原边绕组并联形成第一并联支路，所述第一谐振支路一端与第一并联支路一端相连，所述第一谐振支路与第一并联支路的另一端分别与第一方波生成器的两个输出端相连；所述第二输出整流电路连在第二变压器副边绕组与输出滤波电路之间，所述第二方波生成器输入端接有直流电源，所述第二方波生成器用于将输入的直流电压变换为交流方波电压并输出，所述第二谐振电路包括第三电感、第二谐振电容、第四电感，所述第二谐振电容和第三电感串联形成第一谐振支路，所述第四电感与第二变压器原边绕组并联形成第二并联支路，所述第二谐振支路一端与第二并联支路一端相连，所述第二谐振支路与第二并联支路的另一端分别与第二方波生成器的两个输出端相连，所述第一、二方波生成器输出的交流方波电压的相位差为90度。